Как сделать приемник и передатчик для радиоуправления моделями с одновременной подачей двух команд

Как сделать приемник и передатчик для радиоуправления моделями с одновременной подачей двух команд Квадрокоптеры

3. Шифраторы для аппаратуры пропорционального управления

Простая схема транзисторного датчика в части 1.2.2.2

Отметил недостатки двухканального энкодера на основе автоколебательного мультивибратора. Тем не менее, для некоторых моделей (например, для простейших игрушечных моделей) взаимной связью между каналами можно пренебречь. Оператор может легко найти способ настроить процесс управления с учетом этой связи, если модель находится в поле его зрения.

Рисунок 2.19. Принципиальная схема энкодера

Он реализован на транзисторах VT1,VT2 по схеме автоколебательного мультивибратора с коллекторно-базовыми связями.
Транзистор VT3 играет роль электронного ключа, с помощью которого можно управлять работой передатчика (ПРД). В открытом состоянии транзистора сопротивление между точкой 1 и корпусом не превышает 30–50 Ом.

Плюсовая сторона источника должна быть подключена к точке “1” через резистор 3-5 к*. Если выходные импульсы VT3 подаются на генератор ЦСП, то необходимо использовать варикап основного генератора. Помимо функции электронного коммутатора, транзистор VT3 также выполняет роль развязывающего устройства, исключая влияние каскада, подключенного к его коллекторной цепи, на генерируемые осциллограммы.

Детали и конструкция


Печатная плата шифратора выполняется из одностороннего стеклотекстолита и никаких особенностей не имеет. Ее чертеж со стороны печатных проводников приведен на рис. 2.20.

Рис. 2.20. Печатная плата энкодера

Потенциометры R2 и R6, которые механически связаны с кнопками управления, расположены на внешней стороне платы и соединены с ней шестью проводами. Для обеспечения длительного срока службы выбирайте потенциометры с высокой износостойкостью, например, типа SP4-1, SPZ-33-32 (25000 циклов) или еще лучше RP1-46d (100000 циклов).

Подходят К Т315 или КТ3102 с любым буквенным индексом. Для временных конденсаторов C1 и C2 TCR должен быть низким. Предпочтительны пленочные конденсаторы типа К73-16 или аналогичные. Керамический конденсатор С3 должен быть типа КМ6.

Настройка

Настройка сводится к установке желаемых начальных длительностей положительных и отрицательных импульсов на коллекторе транзистора VT2 и пределов их изменения при наклоне ручек управления. В этом случае без осциллографа не обойтись. Щуп подключен к коллектору транзистора VT2.

Как упоминалось выше, длительность импульсов определяется как величиной базовых резисторов R3 и R4, так и фактическим напряжением на потенциометрических переключателях. Емкость конденсаторов C1 и C2 также важна, но не рекомендуется изменять их значения во время настройки.

Можно начать с длительности положительных импульсов. Для ее регулировки вместо резистора R4 с помощью коротких проводников временно подпаиваются последовательно соединенные потенциометр и постоянный резистор номиналами 100 кОм и 82 кОм, соответственно. Вместо R1 — потенциометр на 6,8—10 кОм.
Движок потенциометра R2 устанавливается в нижнее (по схеме) положение.

Рекомендуется

Затем поверните его обратно на 572°, так как в крайних положениях контакт ползунка с токоведущим слоем не всегда надежен. Расположите ручку управления на оси потенциометра так, чтобы она соответствовала максимальному углу отклонения.

Вращением вспомогательного потенциометра (100 кОм) установить длительность положительного импульса равной 2 мс.
Ручку управления перевести в другое крайнее положение (обычно полный угол поворота выбирается 60–90°), длительность импульса должна уменьшиться.

С помощью потенциометра, заменяющего резистор R1, установите длительность импульса 1 мс. Установите ручку управления в исходное положение. Для корректировки длительности импульса, если она отличается от 2 мс, используйте потенциометр в базовой цепи.

Установить заново ручку управления в положение минимальной длительности и, при необходимости, подстроить ее до 1 мс эквивалентом R1.
Необходимо добиться изменения длительности импульса в пределах 1–2 мс, неоднократно проделав вышеописанные манипуляции.

Для определения текущего сопротивления вспомогательных потенциометров используется тестер сопротивления, после чего на их места припаиваются постоянные резисторы. Назначьте длительность импульса в среднем положении ручки -1,5 мс в качестве начального значения.

Аналогично устанавливаются границы изменения длительности отрицательного импульса, с той лишь разницей, что используются резисторы R3, R5 и потенциометр R6.
Временно включив между выходом шифратора (коллектор VT3) и плюсом источника питания резистор номиналом 1–3 кОм, необходимо убедиться (с помощью осциллографа) в наличии на выходе проинвертированных импульсов амплитудой, примерно равной напряжению источника питания.

2.3.2 Двухканальный шейпер на таймере KR1006VI1

Было отмечено, что при рассмотрении общих принципов пропорционального управления два мультивибратора влияют друг на друга очень существенно в простейших устройствах. Было продемонстрировано, что введение асимметрии между импульсами каналов резко улучшает ситуацию.

Как вариант, первые длительности можно оставить без изменений, но увеличить их абсолютные значения. Можно безболезненно увеличить период повторения до 20 мс, что приводит к уменьшению относительного влияния каналов. Максимальное значение подразумевается следующим образом

τ

в каждом канале остается при этом неизменным и равным 0,5 мс.
Увеличение периода повторения, помимо положительного эффекта, все же усложняет задачу построения канальных удлинителей импульсов в приемной части аппаратуры. В предлагаемой конструкции применен компромиссный вариант с увеличением периода повторения до 10 мс за счет использования асимметричных канальных импульсов (рис. 2.21) с параметрами:

τ1о

= 1,5 мс;

τ2о

= 8,5 мс;

Тпо

= 10 мс;
Δ

τ

 = ±0,5 мс.
Формирователь построен на базе таймера КР1006ВИ1 по схеме автоколебательного мультивибратора с раздельной регулировкой длительностей положительного и отрицательного импульсов.

Рис. 2.21. Асимметричные канальные импульсыПринципиальная схема


Принципиальная схема формирователя приведена на рис. 2.22.

Рисунок 2.22. Схематическое изображение цепи формовочной машины

Длительность положительных импульсов зависит от постоянной времени зарядки конденсатора С1 через диод VD1 и может быть установлена в пределах

τ1

Механически соединяя R2 с ручкой управления, переменный резистор R2 обеспечивает время реакции 1-2 мс. По окончании этапа формирования импульса конденсатор разряжается через открывающий ключевой транзистор микросхемы, коллектор которого подключен к выводу

7

.
Длительность отрицательного импульса, формируемого при этом на выходе микросхемы (вывод

3

), устанавливается в пределах 8–9 мс переменным резистором R4, также связанным с ручкой управления. Резисторы R1, R3 служат для подгонки границ диапазонов изменения длительностей командных импульсов.
Вывод

5

Является входом электронного регулятора ширины импульсов, в данной схеме он не используется и шунтируется конденсатором С2 для устранения “дребезга” фронтов генерируемых импульсов. Регулятор напряжения DA2 встроен в микросхему для устранения влияния разряда батареи на генерируемые команды.

Командные импульсы (рис. На канал связи с управляемым объектом через R7 подается сигнал, амплитуда которого (на выводе 3) практически равна напряжению питания. При необходимости импульсы можно сделать одинаковыми, уменьшив R3 до 1 кОм и превратив тем самым мультивибратор в симметричное устройство.

Детали и конструкция

На рисунке 1 мы видим печатную плату формирователя. 223.

Рис. 2.23. Фрагмент печатной платы радиопередатчика

Любой вариант аппарата должен быть выполнен как фрагмент общей печатной платы передатчика в случае, если он создается в реальных условиях как единое целое. С помощью зажимов переменные резисторы R2, R4 устанавливаются на плате горизонтально. Втулки обеспечивают доступ к осям потенциометров, а проводники соединяют выводы резисторов с соответствующими отверстиями, а выводы потенциометров – с осями потенциометров.

Овальные отверстия в плате предназначены для вывода рычагов управления, закрепляемых на осях потенциометров.
Габаритные размеры рассчитаны на установку потенциометров типа СП4-1, имеющих высокую износостойкость (25000 циклов). Возможно применение и других типов с соответствующей коррекцией размеров печатной платы, важно лишь, чтобы потенциометры были группы А, обеспечивающей линейную зависимость величины сопротивления от угла поворота.

Внимание! С потенциометрами отечественного производства дело обстоит так: аналогичный импорт получает обозначение B. Однако чаще всего бывает, что китайская продукция на самом деле зависит от других стран, а не от декларации!

С1 должен быть пленочным конденсатором, например, К73-17. Диалоговые диоды VD1, VD2 – типа КД521Б или аналогичные. Микросхема DA1 – типа КР1006ВИ1, может быть заменена импортным аналогом – таймером 555 любой фирмы (например, LM555).

Настройка

Настройка заключается в установке исходных значений длительностей командных импульсов и диапазонов их изменения.
После проверки правильности монтажа необходимо подать питание на устройство и проверить наличие 5 В на выходе стабилизатора DA2. Затем подключают осциллограф к выходу формирователя (правый по схеме вывод резистора R7).

τ1о

= 1,5 мс. Зафиксируйте рычаг управления в вертикальном положении на оси потенциометра. Наклоняя его на *30°, убедитесь, что длительность изменяется на ±0,5 мс. Если отклонение меньше этого значения, уменьшите R1 и с помощью потенциометра R2 сохраните настройку 1,5 мс.

Рычаг управления на оси закрепить в новом положении, соответствующем исходной длительности. Вновь проверить диапазон изменения и т. д.
Аналогично устанавливаются параметры второго командного импульса, с тем лишь отличием, что исходная длительность должна быть равна

τ2о

= 8,5 мс (тот же Δ

τ

= ±0,5 мс).
Точную настройку крайних значений длительностей командных импульсов можно осуществить подбором размеров отверстий в плате, через которые проходят ручки управления, т. е. изменением диапазона отклонения рычагов управления.

2.3.3 Двухканальный кодер на чипе K564AG1

На микросхеме К561АГ1, содержащей два ждущих мультивибратора с входами перезапуска, можно построить энкодер, полностью аналогичный предыдущему. Последнее обстоятельство позволяет реализовать автоколебательный мультивибратор с раздельной регулировкой времени положительных и отрицательных импульсов.

Рис. 2.24Принципиальная схема шифратора на К564АГ1

Продолжительность положительных импульсов на выводе

10

микросхемы определяется выражением
τ

~= 0,5(R1 R2)·C1.
Длительность отрицательных — параметрами аналогичной цепочки (R3 R4, С2. Поскольку для каждого импульса необходимо обеспечить одновременно и требуемую исходную длительность (τ

= 1,5 мс; τ

= 8,5 мс), и заданное значение его изменения Δ

τ

= ±0,5 мс, для удобства настройки в каждом плече мультивибратора использовано по два потенциометра.
Стабилизатор напряжения DA1 призван исключить изменение параметров вырабатываемых импульсов при разряде батареи.
Впрочем, даже исключение DA1 из схемы приведет к отклонению параметров не более чем на 2 %.

Если управляемым элементом передатчика команд служит варикап (при ЧМ-модуляции), то ключевой каскад на транзисторе VT1 можно исключить, используя импульсы непосредственно с вывода 10 микросхемы.
Амплитуда импульсов при этом равна напряжению на выходе стабилизатора.

Детали и проектирование

Печатная плата, как и в предыдущем случае, может быть общей с передатчиком. Для автономной версии кодера его внешний вид показан на рис. 2.25. Перемычка P1 устанавливается на стороне компонента перед пайкой микросхемы DD1.

Рис. 2.25.Печатная платаТранзистор

V T1 может быть любым типом

n-р-n

проводимости. Электролитический конденсатор С3 — рабочим напряжением не менее 6 В.
Подстроечные резисторы R1, R3 можно использовать типа СПЗ-38б или РП1-63М6. Стабилизатор напряжения DA1 может быть любым из серии малогабаритных на выходное напряжение 5 В.

В качестве времязадающих конденсаторов С1 и С2 лучше всего использовать пленочные конденсаторы К.73-17. От их стабильности зависит стабильность длительности получаемых импульсов. Можно использовать и МБМ, но для их установки на плату придется увеличить расстояние между отверстиями.

Установление

Эта версия энкодера полностью аналогична предыдущей версии. После процесса настройки потенциометры R1, R3 могут быть заменены постоянными резисторами.

2.3.4 Транзисторный кодер со стабилизированным по периоду повторениемПринципиальная схема

Ранее отмечалось, что исключить взаимное влияние каналов можно лишь стабилизировав период повторения канальных импульсов. В таких схемах командные импульсы формируются ждущими мультивибраторами, а их запуск осуществляется импульсами тактового генератора, который и определяет период повторения.
На рис. 2.

Рис. 2.26. Принципиальная схема энкодера


Период повторения командной посылки

Тп

Выбрана равной 10 мс, длительность импульсов каналов при нейтральном положении ручек управления τ

Диапазон изменения импульса 1,5 мс

τ

= ± 0,5 мс.
Выходные импульсы имеют положительную полярность и амплитуду

U

= 5 В. При необходимости можно увеличить количество каналов до восьми, подключив дополнительные секции к правой части схемы. Период повторения в этом случае должен быть увеличен до 20 мс.

Как она работает


Рассмотрим работу составных частей схемы. На транзисторах VT1, VT2 и элементах, их окружающих, собран тактовый генератор. Он формирует короткие положительные импульсы, следующие с требуемым периодом повторения

Тп

. С помощью катода диода VD3 импульсы подаются на ждущий мультивибратор.

Генератор синхронизации работает следующим образом

. При подаче питающего напряжения начинает заряжаться конденсатор С2 (от положительной клеммы источника питания, через резистор R3 и участок «база-эмиттер» транзистора VT1 на корпус). Ток заряда в первый момент максимален и создает на базе транзистора напряжение около 1 В.
На рис. 2.27,

а

Хорошо видно, что это напряжение достаточно для удержания транзистора в открытом состоянии, поскольку оно превышает

Uбо

При открывании транзистора протекает электрический ток (напряжение открывания транзистора). Значение зарядного тока в первый момент времени составляет

Uпит(R3

Сопротивление участка “база-эмиттер”) и достаточно, чтобы перевести транзистор в режим насыщения. Это означает, что напряжение на коллекторе практически равно нулю (рис. 2.27,

в

).
К коллектору подключена база транзистора VT2, который в результате надежно заперт. Ток через него не течет, и поэтому напряжение на резисторе R4, оно же U

э2

, практически равно нулю (рис. 2.27,

г

).
Напряжение на конденсаторе С2 нарастает по экспоненте (рис. 2.27,

а

), поскольку постоянная времени нагрузки τ

~= R3C2 мал. С другой стороны, ток нагрузки уменьшается, что приводит к уменьшению напряжения на базе транзистора VT1 (рис. 2.27,

б

). В определенное время

t1

Это напряжение достигает запирающего напряжения

Uбо

И начинается процесс переключения лавинной цепи.

Рис. 2.27. Характерные точки вахты

Что конденсатор C2 к этому времени заряжен до напряжения, близкого к напряжению источника питания (в рассматриваемом примере это около 4,2 В, как видно из рис. 2.27,

а

) так, чтобы она имела положительный потенциал с правой стороны. Как только VT1 начинает замыкаться, напряжение на его коллекторе, а значит и на базе VT2, начинает расти (Рисунок 2.27),

в

), приводя к отпиранию транзистора VT2 и, как следствие, к уменьшению напряжения на его коллекторе.
Это скачкообразное уменьшение передается через конденсатор С2 на базу транзистора VT1, еще сильнее снижая напряжение на ней, что вызывает еще больший рост напряжения на его коллекторе и т. д.

Процесс сам себя «подталкивает», т. е. развивается лавинообразно. Заканчивается он тем, что транзистор VT2 полностью открывается, a VT1 — закрывается. Сопротивлением участка «коллектор-эмиттер» открытого VT2 можно пренебречь.
Через транзистор протекает ток и создает на резисторе R4 напряжение порядка 3,3 В (рис. 2.27,

г

). Обратите внимание, что его значение зависит от соотношения резисторов R3 и R4. Можно предположить, что правая часть конденсатора C2 подключена к верхней клемме резистора R4 через VT2. Отрицательно заряженная левая часть конденсатора подключена к базе VT1.

t1

Очевидно будет отрицательным и имеет значение

U1

= -4,2 3,3 = -0,9 В (см. рис. 2.27,

б

). Это напряжение надежно удерживает транзистор VT1 в запертом состоянии, а большое напряжение на его коллекторе — транзистор VT2 в открытом состоянии.
Конденсатор С2 начинает разряжаться через полностью открытый VT2 и резистор R2. Напряжение на нем уменьшается, как следствие, напряжение на базе VT1 растет (интервал

t1 — t2

на рис. 2.26,

а, б

). На резистор R4 постоянно подается ток, в результате чего на нем все время формируется положительный импульс (рис. 2.27,

г

). Процесс остановится, как только напряжение на базе VT1 достигнет значения

Uбо

(Мгновение.

t2

на графиках).
Транзистор VT1 начнет открываться, что приведет к уменьшению напряжения на его коллекторе и на базе VT2. Последний начнет закрываться, скачок напряжения на его коллекторе через конденсатор С2 передастся на базу VT1, еще сильнее его открывая, и т. д.

г

).
Период повторения импульсов представляет собой сумму длительностей положительного и отрицательного выходных импульсов. На длительность отрицательной фазы влияет только постоянная времени цепи заряда конденсатора С2 и величина напряжения

Uбо

. Это напряжение для большинства маломощных транзисторов примерно одинаково и составляет величину 0,6–0,8 В для кремниевых транзисторов и 0,4–0,5 В для германиевых.
Отсюда возможности по управлению длительностью: изменением величины С2 либо R3. Необходимо иметь в виду, что увеличение R3 будет одновременно уменьшать амплитуду выходных импульсов, снимаемых с R4, так что здесь возможности невелики.

б

Зависит от значений коэффициента

U1

И скорость разрядки конденсатора C2 через резистор R2.

U1

R3 и R4 изменяются путем регулировки соотношения сопротивлений, что повлияет на амплитуду выходного импульса. Последнее нежелательно. Обеспечив R2, который присутствует в схеме, можно легче изменить постоянную времени цепи разряда конденсатора.

д

). Отрицательные всплески срезаются диодом VD3, а положительные, расстояние между которыми равно периоду повторения, подаются на запуск ждущего мультивибратора первого канала. Ждущий мультивибратор собран на транзисторах VT3, VT4.
Полностью аналогичен ему мультивибратор второго канала, который будет запускаться задним фронтом первого канального импульса.

В качестве манипулятора в устройте использован стандартный компьютерный джойстик типа F-102, в котором сделаны небольшие доработки. Джойстик содержит два потенциометра по 100 кОм.
К каждому из них припаиваются по четыре резистора (рис. 2.26) для обеспечения требуемого диапазона изменения длительностей импульсов при отклонении ручки джойстика в крайние положения.

Отклонения ручки вперед — назад изменяют скорость и направление вращения тягового двигателя модели, а поперечные отклонения — соответственно угол поворота рулевого устройства.
Джойстик подключается к командоаппарату через штатный разъем, ответная часть которого распаяна на соединители X1.1 и X1.2.

Естественно органы управления можно оформить любым другим, удобным для моделиста способом. Полезно при этом сохранить номиналы резисторов манипуляторов.
Запуск мультивибратора происходит положительными импульсами, подаваемыми на базу транзистора VT4. Исходное состояние схемы, предшествующее подаче синхроимпульса, таково (интервал

0—t1

На рис. 2.28). Под действием положительного смещения, подаваемого на его базу источником питания через подстроечный резистор R7, транзистор VT3 открыт и насыщен. Это напряжение немного выше, чем напряжение открытия

Uбо

(рис. 2.28,

б

).
Потенциал коллектора при этом очень невелик (рис. 2.28,

в

). Транзистор VT4 получает часть этого потенциала через резистор R9, но она значительно меньше напряжения открывания (рис. 2.28,

д

). Следовательно, транзистор заперт, и напряжение на коллекторе равно напряжению питания (рис. 2.28,

е

).
Правая обкладка конденсатора С5 имеет потенциал базы транзистора VT3, что составляет примерно 0,8 В. Левая обкладка через контакт

2

Разъема X1.1 подключен к движку потенциометра в джойстике, и его потенциал определяется текущим положением движка. В рассматриваемом примере это примерно 2,6 В. Таким образом, конденсатор за предыдущий длительный период времени был заряжен до напряжения

UcS

= 2,6–0,8 = 1,8 В (рис. 2.28,

г

). Схема находится в устойчивом состоянии.
В момент времени

t1

Короткий положительный импульс с выхода дифференциальной схемы через диод VD3 попадает на базу VT4 (рис. 2.28),

а

). Цепь опрокидывается лавинообразно. Действительно, этот импульс, превысив порог

Uбо

, вызывает первоначальное отпирание VT4. Напряжение на его коллекторе скачкообразно уменьшается. Этот отрицательный скачок напряжения через диод VD2 и конденсатор С5 передается на базу VT3, обеспечивая начало его запирания.
Увеличивающееся на коллекторе напряжение через резистор R9 попадает на базу VT4, открывая последний, и т. д.

В результате транзистор VT4 открыт. Благодаря низкому сопротивлению участка коллектор-эмиттер этого транзистора и диода VD2 левая (положительная) сторона конденсатора С5 соединена с корпусом. VT3 надежно заперт отрицательно заряженным выводом этого конденсатора (рис. 2.28,

б

(рис. 3)), обеспечивая высокий потенциал на его коллекторе, часть которого прикладывается к базе VT4 и удерживает его в открытом состоянии (рис. 2.28,

д

).
Напряжение на выходе схемы практически равно нулю (рис. 2.28,

в

). Затем формируется импульс канала. Эта схема перезаряжает конденсатор С5 с помощью источника питания, резистора R7, диода VD2 и открытого транзистора VT4. Напряжение на нем уменьшается и, как следствие, потенциал базы VT3 увеличивается (интервал

t1

— t

2

на рис. 2.28,

б

). Когда конденсатор заряжается до такой степени, что результирующее напряжение на базе достигает значения

Uбо

(момент

t2

), транзистор VT3 начнет открываться, и произойдет обратное лавинообразное опрокидывание схемы.
На коллекторе VT4 будет сформирован отрицательный импульс, длительность которого зависит как от постоянной времени перезаряда C5R7, так и от величины исходного (в момент

t1

) напряжение на конденсаторе C5. С помощью R7 можно установить среднюю длительность командного импульса во время настройки, а начальное напряжение на конденсаторе можно регулировать с помощью ползунка потенциометра джойстика во время управления моделью.

Рис. 2.28. Эпюры в характерных точках резервного мультивибратора

После дифференцирования отрицательного импульса цепью С7, R12, R13 короткий положительный импульс, соответствующий заднему фронту канального импульса, подается через диод VD7 для запуска формирователя импульсов второго канала, схема которого полностью аналогична только что рассмотренной, все последующие формирователи устроены аналогично.

С его выхода командно-импульсный формирователь выдает прямоугольные положительные импульсы стандартной длительности 0,5-0,6 мс, положение которых должно совпадать с границей между импульсами канала. Микросхемы DD1 содержат три инвертора.

Начальный импульс должен совпадать с передним фронтом импульса первого канала. Элемент TD1.1 инвертирует отрицательный командный импульс с коллектора VT4 и подает его на две дифференцирующие цепи C3, R5. В оставшиеся два элемента микросхемы короткий положительный импульс с его выхода поступает через разделительный диод VD1.

A, bРис. 2.29. Элементы в характерных точках формирователя

На рисунке 1 показан график напряжения на входе элемента DD1.2. 2.29,

в

. Поскольку этот вход соединен с корпусом через резистор R26, то в отсутствие входных сигналов на его выходе (вывод 10) напряжение соответствует логической единице ( 5 В). Логические элементы серии КМОП переходят как из единичного состояния в нулевое, так и наоборот, когда входное напряжение пересекает уровень, примерно равный половине напряжения питания (2,5 В).
В результате на выводе

10

DD1 генерирует короткие импульсы отрицательной полярности (рисунок 2.29),

г

). Это вызывает быстрый разряд конденсатора C6, так как нижняя пластина конденсатора соединена с шасси через диод VD4. Затем батарея заряжается через R10, который имеет высокое сопротивление. 2.29,

д

).
В моменты пересечения напряжением на конденсаторе уровня 2,5 В происходят опрокидывания элемента DD1.3, в результате чего на его выходе формируются положительные импульсы.
Длительность этих импульсов определяется, как это видно из рисунка, постоянной времени цепи заряда конденсатора С6, и при настройке устанавливается равной 0,5–0,6 мс подбором величины либо С6, либо R10.

Конденсатор С8, установленный на выходе, немного заваливает фронты формируемых импульсов, тем самым сужая их спектр.
Необходимо это для того, чтобы активная ширина спектра излучаемых сигналов, которая и при амплитудной, и при частотной модуляции зависит от ширины спектра модулирующих импульсов, не превышала разрешенной ГИЭ величины.

Резистор R14 предотвращает шунтирование этого конденсатора варикапом генератора передатчика (при FM). Амплитудная модуляция обычно предполагает подачу выходных импульсов на базу транзисторного коммутатора. В этом случае в качестве ограничителя тока базы используется резистор, значение которого уменьшено где-то до 10-15 кОм.

Подробную информацию и проект

На рисунке показан вариант печатной платы, предназначенной для двухканального оборудования. 2.30. На стороне, где расположены компоненты, должна быть припаяна перемычка, как указано пунктирной линией. Единственные элементы, требующие особого внимания, – это конденсаторы в цепях временного интервала (C2, C5 и C9).

Рис. 2.30Печатная плата двухканального кодировщика

Вместо них можно установить керамические конденсаторы типа КМ-6, а также конденсаторы с низким температурным коэффициентом емкости (группа не ниже М1500). Микросхему К561ЛЕ5 можно заменить на К561ЛА7. Импеданс – на КТ3102 и с буквенным или аналогичным обозначением. Подойдет любой диод, даже самый маленький.

В качестве альтернативы ручкам управления джойстиком вместо них можно установить по одному потенциометру на 33 кОм, избавившись от необходимости в постоянных. Рекомендуется SP4-1, поскольку эти потенциометры будут использоваться интенсивно.

Подстроечные резисторы относятся к типу SS-38, но можно использовать резисторы любого небольшого размера, соответственно изменив монтажные размеры на борту. Если пространство является проблемой, то постоянный резистор может быть лучшим решением, предварительно выбрав его номинал (в процессе настройки).

Настройка

По сути, это просто установка необходимых временных параметров, которые нужно отрегулировать. Подключите осциллограф к эмиттеру транзистора VT2 и включите питание. Теперь потенциометром R2 установите период повторения наблюдаемых импульсов на 10 мс (при использовании двухканальной версии).

или 20 мс (для восьмиканального). В последнем случае придется увеличить емкость конденсатора С2 до 0,5 мкФ. Соотношение длительностей положительных и отрицательных импульсов значения не имеет.
Далее щуп осциллографа подключается к коллектору VT4. На экране должны наблюдаться отрицательные прямоугольные импульсы (рис. 2.29,

а

). Установив ручку управления в среднее положение, подстроечным резистором R7 необходимо добиться длительности импульсов равной 1,5 мс. Отклонив ручку управления в крайнее положение, проверить величину изменения длительности.
Если

Δτ

Менее 0,5 мс, удерживая ручку управления в нейтральном положении, необходимо повернуть ось потенциометра (или его корпус) на небольшой угол. Поворот должен быть выполнен таким образом, чтобы часть сопротивления, включенная между контактами

23

разъема X1.1, увеличивалась. При этом увеличится исходная длительность канальных импульсов. Ее необходимо вернуть к значению 1,5 мс, меняя сопротивление R7.
Манипуляции производятся до тех пор, пока методом последовательного приближения не будут удовлетворены одновременно и требования к исходной длительности, и к величине Δ

τ

. Если Δ

τ

больше 0,5 мс, процедуры аналогичны, но корпус потенциометра нужно поворачивать в обратную сторону.
Если длительность выходных импульсов командной посылки (вывод

11

Разница между D (1 и 0,5 мс корректируется выбором конденсатора C6 или резистора R10.

2.3.5 Транзисторный энкодер на базе электронных ключейПринципиальная схема

В предыдущей схеме ждущие мультивибраторы, на которых собраны формирователи канальных импульсов, можно заменить транзисторными ключами, несколько изменив цепи их запуска.
На рис. 231 приведена схема такого двухканального шифратора. Очевидно, что его можно дополнить до восьмиканального.

Рис. 2.31. Принципиальная схема энкодера на ключах

Основные характеристики те же, что и в предыдущей схеме. По схеме тактовый генератор полностью аналогичен предыдущему варианту, который находит период каждой командной посылки на транзисторах VT1, VT2. Имеет место лишь незначительное увеличение сопротивления резистора R1, что влияет на длительность отрицательного импульса на коллекторе VT2.

Дело в том, что, как это будет показано ниже, потенциал коллектора этого транзистора должен быть практически равен нулю в течение всего времени формирования первого канального импульса, максимальная длительность которого может быть равной 2 мс.
Формирователь первого канального импульса реализован на транзисторе VT3.

При инициализации транзистора через резисторы R5, R6 протекает ток базы. На его коллекторе напряжение близко к нулю. На предыдущем этапе схемы конденсатор С2 заряжен почти до такой степени, что через вершину резистора R4 и базовый переход транзистора VT3 протекает напряжение (рис. 2). 2.32,

б

). На правой стороне открытого транзистора VT3 имеется небольшое напряжение базы (окю 0,8 В). На левой стороне транзистора имеется потенциал истока 5 В.

Рис. 2.32Пюс в характерных точках формообразующего устройства

На VT2 коллектор начал показывать отрицательный импульс (Рис. 2.32,

a

Мгновение.

t1

В этом случае нижний вывод резистора R4 подключается к шасси через открытый VT2. Напряжение на базе транзистора VT3 теперь управляется алгебраической суммой отрицательного напряжения на С2 и положительного напряжения на движке потенциометра R4. Этой суммы вполне достаточно для надежного запирания VT3 (рис. 2.32,

в

). На коллекторе этого транзистора возникает скачок напряжения (рис. 2.32,

г

Формируется импульс, и формируется импульс канала. Его окончание наступит в момент

t2

, когда за счет перезаряда конденсатора С2 напряжение на базе VT3 достигнет величины отпирания (примерно 0,8 В).
Длительность сформированного импульса будет определяться постоянной времени цепи перезаряда

τC2R5R6

)
и величиной напряжения на движке потенциометра. Последнее обстоятельство и используется для управления канальным импульсом.
Для улучшения формы вырабатываемого импульса используется элемент DD1.2, сигнал на выходе которого изображен на рис.

д

.
В течение первого канального импульса транзистор VT3 заперт, а значит нижний вывод потенциометра R5 отключен от корпуса. Происходит быстрый заряд конденсатора С4 через верхнюю часть этого резистора до напряжения питания, подготавливая его к стадии формирования второго канального импульса (рис. 232,

е

). Он начнется, как только импульс первого канала закончится открытием транзистора VT3 (импульс

t2

). Процесс формирования ничем не отличается от только что рассмотренного.
Отрицательные импульсы нормированной длительности, соответствующие границам между канальными (рис. 2.33, вывод

11

Микросхемы DD1), формируются элементом DD1.4 из дифференцированных импульсов от выводов микросхемы DD1.4.

3, 4, 10

. Их продолжительностью можно управлять, изменяя постоянное напряжение на выводе

12, 13

с помощью подстроечного резистора R13.
Подобные манипуляции приводят к смещению положительных экспоненциальных импульсов с выхода дифференцирующих цепочек по вертикали (рис. 233, вывод

12

Уровень опрокидывания DD1.4 составляет примерно 2,5 В. В случае использования кодера с FM-трансмиттером каскад на транзисторе VT5 инвертирует данные импульсы.

Рис. 2.33. Диаграммы напряжений в устройстве для нормализации


Если в аппаратуре предусмотрена амплитудная манипуляция, то необходимость в нем отпадает, а вывод

11

микросхемы используется для замыкания на корпус эмиттерной цепи транзистора задающего генератора передатчика либо одного из его промежуточных каскадов.
Печатная плата двухканального варианта приведена на рис. 2.34.

Рис. 2.34Печатная плата

Выводы потенциометров для ручек управления подключены к плате с помощью проводов и зажимов, и вы можете наблюдать, как они закреплены в отверстиях потенциометров. Ручки управления проходят через прямоугольные вырезы.

Проводка для потенциометров типа SP4-1 была сделана в расчете на их использование в конструкции. Для обеспечения износостойкости требуется не менее 25000 циклов. Потенциометры, которые не находятся на печатной плате, могут быть использованы, но они должны иметь характеристику типа A (линейная зависимость между сопротивлением и углом поворота).

Детали и проектирование


Транзисторы могут быть типов КТ315 или КТ3102 с любым буквенным индексом. Микросхему DD1 можно заменить на K561J1A7. Конденсаторы С1, С2, С4, С6 желательно использовать пленочные или бумажные (К73-17, МБМ и др.). Диоды любые малогабаритные.

Конфигурирование

В предыдущей версии энкодера период повторения и длительность импульсов канала устанавливались аналогичным образом. Необходимая длительность командных импульсов (0,5 мс) при

 11

На выводе DD1 устанавливается потенциометром R13. Период повторения в восьмиканальной версии составляет 20 мс, для чего емкость конденсатора C1 увеличивается на полфарада.

2.3.6 Многоканальный энкодер на таймерах KR1006VI1Подробная схема

Микросхема таймера КР1006ВИ1 является многофункциональным устройством и используется в самых различных радиолюбительских конструкциях. На ее базе удобно реализовывать как автоколебательные, так и ждущие мультивибраторы.
Длительность импульсов в обоих случаях можно регулировать изменением постоянных времени цепей заряда и разряда накопительного конденсатора или изменением величины постоянного напряжения на выводе

5

микросхемы.
Как при настройке предлагаемого образца, так и при самостоятельном конструировании других устройств с использованием КР1006ВИ1, полезно представлять ее внутреннее устройство.
Остановимся на этом подробнее.
На рис. 235 приведена структура микросхемы. Она содержит делитель, обеспечивающий формирование опорных напряжений 1/3

Uп

и 2/3

Uп

Два операционных усилителя, RS-триггер, два транзисторных переключателя и инвертор

U1

. Для поддержания рассматриваемого объекта на микросхеме интегрирован автоколебательный мультивибратор, для которого необходимы только три внешних элемента.

Рис. 2.35. Структура микросхемы КР1006ВИ1


В момент подачи питающего напряжения начинается заряд конденсатора С1 через последовательно включенные R1 и R2.
Напряжение с конденсатора прикладывается к прямому входу ОУ1, и до момента

t1

Остается ниже опорного напряжения на его инверсном входе (рис. 236),

а

). Все это время на выходе ОУ, а значит и на входе «R» триггера напряжение близко к нулю (логический 0).
Это же напряжение приложено и к инверсному входу ОУ2 и некоторое время остается ниже опорного напряжения на его прямом входе (1/3

Uп

). Как известно, выходное напряжение DT близко к напряжению на его питании (логическая 1). Оно подается на вход “S” триггера. При такой комбинации сигналов на входах напряжение на выходе триггера равно нулю, а на выходе инвертора (pin

3

микросхемы) — соответственно, напряжению питания.
Транзисторный ключ VT1 заперт и не оказывает никакого влияния на работу схемы. Ключ VT2 в этом варианте включения микросхемы постоянно заперт, так как его база соединена с эмиттером. В момент превышения напряжением на конденсаторе опорного уровня 1/3

Uп

Напряжение на выходе Opus2 переходит через ноль. Поскольку оба входа триггера теперь нулевые, состояние выхода триггера остается неизменным, так как оба входа должны быть заново инициализированы. В момент

t1

Напряжение на конденсаторе достигает второго опорного уровня и ноль на выходе Op1 заменяется единицей.

Рис. 2.36 Напряжения в характерных точках таймера


При этом комбинация сигналов на входе триггера становится противоположной исходной, и состояние его выхода изменяется с нуля на единицу. На выходе инвертора соответственно начинается фаза формирования отрицательного импульса (см. рис. 2.36,

б

). Кроме того, единица с выхода триггера прикладывается к базе транзистора VT1. Читателя не должна смущать непосредственная подача высокого потенциала на базу транзистора.
На схеме отражены только функциональные связи без излишней детализации. В реальной схеме, разумеется, предусмотрены соответствующие базовые цепи.

Ключ открывается, подключая точку соединения резисторов R1 и R2 к корпусу. Начинается разряд конденсатора С1 через резистор R2.
Практически сразу же напряжение на прямом входе ОУ1 становится меньше опорного, а на его выходе скачком опять устанавливается логический «0».

Uп

(момент

t2

на рисунке), изменится состояние на выходе ОУ2 и входе «S» триггера — произойдет его обратное переключение, и напряжение на выходе инвертора опять станет высоким. Ключ VT1 разомкнется, и начнется заряд конденсатора С1.
Далее процессы будут повторяться.

Очевидно, что период генерируемых импульсов будет равен сумме положительного и отрицательного импульсов. В свою очередь, длительность положительного импульса определяется постоянной времени C1(R1 R2) и может быть приблизительно рассчитана по формуле τ

= 0,685∙(R1 R2)∙C1; длительность негатива определяется постоянной времени разряда конденсатора и рассчитывается по формуле τ.

= 0,685∙R2C1.
Из рис. 2.36,

а

Мы видим, что если использовать внешние цепи для принудительного изменения напряжения на выводе

5

При использовании микрочипа опорные уровни и, следовательно, длительности обоих импульсов будут меняться. Электронное управление длительностью опирается на этот факт. Из-за сходства в работе режим дежурного мультивибратора здесь не описывается.

4

Он должен быть подключен к положительной стороне источника питания через резистор 1-3 кОм. Отрицательный импульс вызывает размыкание переключателя VT2, который, в свою очередь, размыкает VT1 и быстро разряжает накопительный конденсатор. Подключение конденсатора в режиме ожидания мультивибратора отличается от рассмотренного выше (см. рис. 2.37, например, канал 1).

Рис. 2.37. Принципиальная схема многоканального кодера


Теперь собственно о шифраторе. Его схема приведена на рис. 3.36. Генератор тактовых импульсов реализован на DA1 по схеме автоколебательного мультивибратора. Требуемый период повторения устанавливают подбором величины R1 или R2. Вывод

5

микросхемы зашунтирован конденсатором СЗ для предотвращения попадания на опорный вход помех, что приводило бы к хаотическому изменению периода повторения.
Импульсы с выхода генератора (рис. 2.38,

а

Схема C4R3 отличается тем, что на ее выходе формируются короткие всплески, соответствующие каждому фронту (рис. 2.38,

B Рис. 2.38. Диаграммы напряжений в различных точках энкодера

Отрицательное накопление после периода

Тп

Запуск дежурного мультивибратора на таймере DA2 приводит к запуску таймера. Начальная длительность его импульсов определяется постоянной времени τ = R4C8, а регулировка в пределах ±0,5 мс – изменением постоянного напряжения на выводе

5

с помощью потенциометра R6.
Точная подгонка границ изменения достигается подбором R5 и R7. Канальный импульс формируется на выводе

3

Микросхемы (рис. 2.38,

в

). После дифференцирования цепью C7R8 отрицательный зубец, соответствующий заднему фронту, запускает полностью аналогичную схему формирователя импульсов второго канала (рис. 2.38,

г

). В случае восьмиканального варианта последующие каскады строятся по точно таким же схемам.
Отрицательные импульсы с дифференцирующих цепей всех трех каскадов через диоды VD1—VD3 поступают на ждущий мультивибратор формирования кодовой посылки DA4. Последний вырабатывает короткие импульсы стандартной длительности τ = 0,5 мс (рис. 2.38,

д

).
Параметры этих импульсов определяются постоянной времени 

τ

= R15C11. Передние фронты соседних пар имеют ту же длину, что и соответствующие импульсы канала.

Детали и проектирование


Печатная плата двухканального варианта изображена на рис. 2.39, а восьмиканального — на рис. 2.40.

Рис. 2.40 Печатная плата двухканального варианта показана на рис. 2.41 Печатная плата восьмиканального варианта

Микросхемы D A1 нуждаются в перемычке, припаянной сбоку от места установки детали, она видна на рисунках пунктирной линией. Микросхемы таймеров можно заменить LM555 или другой аналоговой микросхемой. Оптимальными являются микросхемы, имеющие два таймера в одном корпусе, например, 556.

Необходимо будет изменить разводку платы. Лучшим выбором являются микросхемы с технологией КМОП, которые имеют значительно меньший ток потребления. Во всех случаях в качестве времязадающих конденсаторов будут использоваться пленочные конденсаторы (C2, C5, C8, C11).

Настройка

Временно припаяв вместо R1 переменный резистор на 100 кОм, устанавливают период повторения равным 20 мс для восьмиканального варианта и 10 мс для двухканального. В последнем случае емкость конденсатора С1 можно уменьшить до 0,22 мкФ.
Далее, установив ручку управления, связанную с движком R6, в нейтральное положение, подбором величины R4 необходимо установить длительность канального импульса на выводе

3

микросхемы равной 1,5 мс. Для этой цели удобно временно припаять вместо постоянного резистора переменный.
Отклонив ручку управления в крайнее положение, проконтролировать изменение длительности импульса. Если оно больше 0,5 мс, то ось или корпус потенциометра нужно повернуть так, чтобы сопротивление между движком и нижним выводом уменьшилось.

Подбором R4 восстановить исходную длительность импульсов в нейтральном положении ручки управления.
Проделав эти операции несколько раз, добиться требуемых параметров канального импульса. Настройка остальных каналов полностью аналогична. По окончании настройки вместо временных переменных резисторов впаиваются эквивалентные постоянные.

2.3.7 Многоканальный кодер на триггерах K561TB1Подробная схема

Микросхема КМОП является основой для создания экономичных энкодеров. Ток потребления четырехканальной версии составляет 1,7 мА. Его схема показана на рис. 2.41.

Рис. 2.41. Принципиальная схема четырехканального кодера

Тактовый генератор собран на элементах DD1.1, DD1.2 по традиционной схеме. Требуемый период повторения командных посылок устанавливается подбором величины резистора R1.
Основой формирователей канальных импульсов являются JK-триггеры К561ТВ1. Для выяснения принципа их работы в качестве ждущих мультивибраторов необходимо разобраться с их собственными возможностями.

» только по приходу положительного перепада напряжения на тактовый вход «С».
Отрицательный перепад на этом входе на состояние триггера не влияет. Асинхронные входы «S» и «R» не нуждаются в подаче тактовых импульсов и определяют состояние выходов триггера непосредственно.

В используемом варианте включения входы “S” всегда принудительно соединяются с корпусом (логический 0). Это приводит к тому, что на выходе “Q” устанавливается низкий уровень, независимо от других комбинаций входов.

Состояние триггера определяется только входами “J” и “K”, когда вход “R” находится в низком состоянии. В схеме вход “J” постоянно подключен к плюсу источника, а вход “K” – к шасси. Когда тактовый импульс подается на вход “С” в этом состоянии, выход “Q” имеет низкий потенциал, а когда положительная разность подается на вход “С”, он изменяется на высокий потенциал.

Смотрите про коптеры:  Как не разбить и не потерять квадрокоптер -

Принципы деятельностиа

) является низким. При высоком потенциале “J2” и подключении “K2” к корпусу, выход “Q2” имеет логическое значение O (рис.). 2.42,

б

). Диод VD2 обеспечивает низкий потенциал на “R2” (рис. 2.42,

г

). На обратном выходе “Q

Потенциал, показанный на рисунке 2, всегда противостоит потенциалу прямого выпуска. 2.42,

в

). Конденсатор С5, очевидно, заряжен до напряжения питания (положительный потенциал на верхней по схеме обкладке).
С приходом положительного перепада на вход «С2» (момент времени

t1

) Как только напряжение на выходе “Q2” переходит в высокий уровень, оно быстро возрастает. Через резистор R3 конденсатор С5 начинает заряжаться от этого напряжения, и напряжение на его нижней клемме (а значит и на “R2”) увеличивается почти линейно (рис. 2). 2.42,

г

). Напряжение логической единицы для входов микросхем серии КМОП составляет величину, примерно равную половине напряжения питания.
При достижении этого уровня на входе «R2» (момент времени

t2

В соответствии с предыдущей логикой работы триггера, выход “Q2” сбрасывается согласно нашему предыдущему обсуждению. Следовательно, на этом выходе генерируется прямоугольный положительный импульс, длительность которого определяется положением движка потенциометра R3. Низкий потенциал для выхода Q2 и высокий потенциал для выхода Q3

Подача 2 в схему возвращает ее в исходное состояние. В результате конденсатор C5 быстро заряжается до прежнего значения через открытый диод VD2, подготавливая схему к следующему циклу.

Рис. 2.42. Кривые напряжения в характерных точках мультивибратора


Положительный перепад с инверсного выхода подается на тактовый вход «С1» верхнего триггера микросхемы, запуская аналогичный процесс формирования второго канального импульса, и т. д. Выходные импульсы всех каналов (рис. 2.43,

б-д

) подаются на входы соответствующих дифференцирующих цепей (например C7R5 для первого). Короткие положительные всплески, пройдя через соответствующие развязывающие диоды, суммируются на резисторе R11.
Каждый из них, пересекая уровень опрокидывания элемента DD1.

Его выходные импульсы короткие и отрицательные (около 2,5 В). Эти импульсы быстро разряжают конденсатор C13 через открывающийся диод VD10. С помощью резистора R12 конденсатор медленно заряжается. Благодаря этому элемент DD1 показывает двойной уровень превышения.

F IG. 2.43. Формирование кодовой посылки

Стабилизатор напряжения DA1 делает схему некритичной к напряжению используемого источника питания.
Очевидно, что количество каналов в рассмотренном шифраторе можно произвольно менять от одного до восьми путем исключения (добавления) звеньев ждущих мультивибраторов, дифференцирующих цепочек и развязывающих диодов.

Детали и конструкция

На рис. 1 показана печатная плата для четырехканальной версии. 2.44. Обратите внимание на перемычки P1-P5, которые должны быть впаяны первыми при монтаже деталей. Как правило, используемые детали должны отвечать определенным требованиям. Пленочные конденсаторы C3-C5, C8, C9 и C13 используются в качестве времязадающих конденсаторов.

Конденсаторы дифференцирующих цепей С6, С7, C10—С12 можно использовать керамические (КМ6, например) из группы по ТКЕ не хуже М4700.
Потенциометры регулировки длительностей канальных импульсов должны иметь как можно большую износостойкость и характеристику типа «А».

Вместо триггеров К561ТБ1 можно установить их зарубежный аналог CD4027. В качестве инверторов используются элементы DD1, поэтому допустима их замена на К561ЛА7. Стабилизатор напряжения DA1 – любого типа на напряжение 5 В. Ограничений на буквенный индекс диодов типа КД521(522) нет.

Рис. 2.44. Печатная плата четырехканального энкодераНастройка

Когда R1 отрегулирован для достижения периода повторения 20 мс, задающий генератор настроен. При настройке важно учитывать начальную длительность и диапазон изменения импульсов канала. Положение потенциометра должно быть установлено так, чтобы изменение его сопротивления было в два раза больше, чем изменение состояния ручки управления.

15

D D2 для первого канала, например) составляет 1,5 мс. Если его необходимо скорректировать, например, в сторону увеличения, то придется либо припаять дополнительный конденсатор параллельно конденсатору C5, либо дополнительный резистор последовательно с потенциометром R3.

В последнем случае необходимо развернуть корпус потенциометра таким образом, чтобы в рабочем диапазоне углов отклонения результирующее сопротивление опять бы имело коэффициент перекрытия, равный двум.
В заключение подбором R12 устанавливают длительность импульсов командной посылки на выводе

10

D D1 составляет примерно 0,5 мс.

Многоканальный энкодер в K561TL1 срабатывает при срабатывании по сигналу Шмидта

Микросхема состоит из четырех входных элементов “И” с инверсией, передаточная характеристика которых имеет петлю гистерезиса. Исходя из опыта, генераторы с этой микросхемой (вместо К561ЛА7) могут вырабатывать прямоугольные импульсы более высокого качества.

Кроме того, работоспособность сохраняется не до трех вольт, как это заявлено для большинства микросхем серии 561,а до 1,8 В. Это позволяет строить достаточно экономичные шифраторы с низковольтным питанием.
На рис. 2.45 представлена принципиальная схема восьмиканального формирователя, обеспечивающего стандартные параметры импульсов командной посылки.

Рис. 2.45. Принципиальная схема восьмиканального кодера

D D1.1, DD1.2 образуют генератор тактовых импульсов. Импульсы имеют прямоугольную форму, период повторения которых определяется постоянной времени схемы R1C2. В восьмиканальной аппаратной версии период повторения должен составлять 20 мс.

Принцип деятельности

Мультивибратор работает следующим образом. В исходном состоянии на вывод

12

D D2.1 подключен к напряжению питания через резистор R4, что соответствует логической 1. На выводе

13

А также 1 с выхода инвертора DD2.2, поскольку его вход заземлен через потенциометр R5. Две 1 на входах DD2.1 обеспечивают нулевой потенциал на выводе

11

, так как элемент снабжен инвертором. Обе обкладки конденсатора С4 находятся под нулевым потенциалом.
Состояние схемы устойчиво. Отрицательный импульс с выхода дифференцирующей цепи, подаваемый на вывод

12

Эквивалентно логическому 0. Вследствие этого на выходе

11

скачкообразно потенциал повышается до уровня 1. Начинается заряд конденсатора С4 через резистор R5. В первый момент зарядный ток максимален, и падение напряжения на резисторе R5 равно напряжению питания (логическая 1).
На выходе элемента DD2.2 скачкообразно устанавливается логический 0, который, будучи приложенным к выводу

13

D D2.1, надежно удерживает этот элемент в новом состоянии даже после окончания импульса запуска на штырьке

12

. Схема находится в новом устойчивом состоянии до тех пор, пока напряжение на потенциометре R5, убывающее в процессе заряда конденсатора, не достигнет порога опрокидывания элемента DD2.2 (примерно половина напряжения питания).
В момент достижения этой величины на выводах

3 13

Установится в логическую 1, и схема вернется в исходное состояние. Конденсатор C4 разрядится через обнуленный вывод

11

микросхемы и резистор R5.
Длительность вырабатываемого на выводе

11

Положительный импульс определяется сопротивлением потенциометра R5, ось которого соединена с ручкой настройки первого канала, и емкостью конденсатора С4. Этот импульс с падающим фронтом запускает через дифференциальную цепь C6R7 мультивибратор второго канала, установленный на элементах DD2.3, DD2.

4, и так далее, вплоть до восьмого.
Нижние по схеме элементы каждого ждущего мультивибратора инвертируют канальные импульсы таким образом, что их заднему фронту соответствуют положительные перепады напряжения. Короткие положительные всплески с выходов соответствующих дифференцирующих цепей (C5R6, C8R9 и т. д.), пройдя через диоды VD2, VD3—VD9, суммируются на резисторе R3.

Сюда же через диод VD1 поступает положительный импульс, соответствующий переднему фронту первого канального импульса.
Через инвертор DD1.4 эти импульсы запускают нормализатор, собранный на элементе DD1.3 и интегрирующей цепочке C9R10. Каждый из коротких отрицательных импульсов, соответствующих границам между канальными импульсами, быстро разряжает конденсатор С9 через малое сопротивление открытого диода VD4.
На выводе

10

Элемент DD1.3 установлен на уровень логической единицы. После зарядки конденсатора через резистор R10 напряжение на нем начинает расти. После достижения напряжения опрокидывания DD1.3 устанавливает на своем выходе логический ноль. Длительность сформированного таким образом положительного импульса на выводе

10

выбрана равной 0,5 мс.
Сформированная последовательность подается на модулятор передатчика. Временной интервал до начала следующей командной посылки колеблется в пределах 4—12 мс и играет роль синхропаузы, определяющей на приемной стороне момент начала каждой очередной посылки.

Стабилизатор напряжения DA1 обеспечивает неизменные значения длительностей вырабатываемых импульсов при разряде питающей батареи.
Изымая лишние ячейки ждущих мультивибраторов (начиная с последней), количество каналов можно менять от одного до восьми.

Формирователь совместно с передатчиком удобно использовать для независимого одновременного управления четырьмя моделями, например при организации соревнований.
Для каждой из моделей достаточно изготовить свой пульт управления, содержащий только два потенциометра, связанных с ручками управления.

Эти блоки соединены двухпроводными кабелями с командным аппаратом, где находится передатчик (для всех блоков) и формирователь. Что касается командных декодеров, то будет описан принцип извлечения собственного командного импульса каждой модели из общей командной посылки.

Детали и конструкция

Печатная плата формирователя приведена на рис. 2.46.
Рассмотрен вариант для шифратора, содержащего только два канала. При необходимости увеличения их количества разработка печатной платы не вызовет затруднений, так как добавлять нужно будет узлы, аналогичные имеющимся в предлагаемом варианте.

Один из вариантов передатчика имеет свое место на плате. C2, C4, C7 и C9 – конденсаторы, участвующие в установлении временных интервалов, должны быть пленочными. C10 – любой электролитический конденсатор. Все остальные конденсаторы могут быть керамическими (например, КМ6). Микросхемы K561TL1 можно заменить на K561LA7, но при этом напряжение питания должно быть увеличено до 5 В.

Рис. 2.46Фрагмент печатной платы передатчика с датчикомНастройка

Для настройки формирователя необходимо лишь установить период повторения командной посылки (потенциометр R1) и исходные длительности импульсов каналов. Точно такие же операции описаны в предыдущем параграфе. В двухканальных версиях формирователя целесообразно уменьшить период повторения до 10 мс, чтобы уменьшить емкость конденсаторов в удлинителях импульсов. В результате конденсатор C2 должен быть уменьшен до 0,068 мкФ.

2.3.9 Многоканальный энкодер на мультивибраторах K564AG1Принципиальная схема

На рисунке 3 показана схема кодера. 2.47, содержит минимальное количество деталей. Тактовый генератор, реализованный на микросхеме DD1 (К561АГ1), полностью аналогичен описанному в

разделе 2.3.3.

Период повторения синхроимпульсов определяется выражением

Тп

= 0,5∙(

R1C1R2C2

).
Подбором величины резистора R1 он устанавливается равным 10 мс в двухканальном варианте и 20 мс в восьмиканальном.
Шифраторы всех каналов собраны на тех же микросхемах, вариант включения которых предполагает ждущий режим работы. Их запуск осуществляется подачей на вывод 4 импульсов с инверсного выхода мультивибратора предыдущего канала.

Поскольку срабатывание основано на разности этих импульсов, начало и конец канального импульса на прямом выходе каждого следующего канала должны совпадать. так же, как и во всех предыдущих схемах.

Рис. 2.47. Принципиальная схема кодера

Для формирования коротких импульсов командной посылки (временное положение которых должно совпадать с границами интервалов между импульсами соседних каналов), все импульсы каналов с инверсных выходов мультивибраторов (выходов

79

каждого корпуса микросхемы) подаются на одинаковые дифференцирующие цепи C5R4, C6R6, C7R7 и т. д.
Короткие положительные всплески, соответствующие задним фронтам каждого канального импульса, с выходов дифференцирующих цепей через развязывающие диоды поступают на запуск ждущего мультивибратора D6.

1, который генерирует необходимые выходные импульсы. Длительность последнего устанавливается резистором R9. Для создания первого управляющего импульса, соответствующего нарастающему фронту импульса первого канала, положительный импульс с прямого выхода DD1.1 (вывод

6

).
Длительность канальных импульсов управляется потенциометрами R3, R5 и т. д., связанными с ручками управления.

Версия би-канальная.

должен включать лишь каскады, собранные на микросхемах DD1, DD2, DD6.
Печатная плата такого варианта изображена на рис. 2.48.
Перемычку, соединяющую четвертую и девятую ножки микросхемы DD1, необходимо впаять до установки на плату микросхемы.

Конденсаторы C1, С2, СЗ, С4, С9 должны быть пленочными или бумажными, типа К73-17, МБМ и т. п. В качестве DA1 можно применить любой малогабаритный стабилизатор на напряжение 5 В.
Как и в предыдущих конструкциях, переменные резисторы R3 и R5 желательно использовать с повышенной износостойкостью.

НастройкаНастройка

Энкодера сводится к установке требуемого периода повторения путем регулировки значения R1. Осциллограф может быть подключен либо к выводу

6

Или сделать вывод

7

Установка начальной длительности канальных импульсов равной 1,5 мс и диапазона ее изменения при отклонениях ручки управления (±0,5 мс) производится в соответствии с рекомендациями

Печатная плата 2.48 Рисунок 2.10. Комбинированный многоканальный кодерПринципиальная схема


Принципиальная схема двухканального варианта шифратора приведена на рис. 2.49. За основу взята схема, рассмотренная в

разделе 2.3.5

, которая дополнена логическими элементами, улучшающими форму вырабатываемых канальных импульсов. Изменена также и схема формирователя выходных импульсов. Увеличение количества каналов производится простым добавлением одинаковых формирующих секций.
Тактовый генератор собран на элементах DD1.4, DD1.

3 в соответствии с традиционной схемой. С помощью R1, подключенного к триммерному резистору, можно управлять периодом повторения импульсов. В результате работы дифференцирующей цепи C1,R3 и диода VD1 мы имеем короткий положительный импульс, который представляет собой начало командной посылки. Отрицательное падение напряжения, возникающее на выводе 10 DD1.3, запускает формирование импульсов первого канала на транзисторе VT1, инверторе DD1.1 и формирование импульсов первого канала на инверторе DD1.2.

Рис. 2.49. Принципиальная схема энкодера


В исходном состоянии транзистор VT1 открыт за счет подачи положительного смещения в базу через резисторы R5, R6 (рис. 2.50,

а

). Конденсатор С4 почти заряжен до напряжения питания, так как оба крайних вывода потенциометра подключены к плюсу источника (на выводе

10

DD1.3 в исходном состоянии уровень логической единицы), а нижняя обкладка конденсатора находится под небольшим потенциалом на базе открытого транзистора.
Положительной при этом является верхняя по схеме обкладка конденсатора. В момент отрицательного перепада напряжения на выводе

10

Нижний вывод R4 подключен к D D1.3. Через схему конденсатор C4 перезаряжается:

Кроме источника питания, есть резисторы R5, R6, конденсатор C4 и нижняя часть потенциометра R4.


Напряжение на базе VT1 скачком смешается в область отрицательных значений на величину, определяемую положением движка потенциометра R4, связанного с ручкой управления скоростью движения модели (рис. 2.50,

а

). На рис. 11 видно, что на коллекторе транзистора формируются положительные импульсы напряжения, а на выходах инвертора DD1.2, DD1.3 – отрицательные. 2.50. ),

B Рис. 2.50. Диаграммы напряжений в характерных точках

Длительность генерируемого импульса определяется временем перезаряда конденсатора, которое зависит как от величины скачка напряжения на базе, так и от постоянной времени цепи перезаряда, определяемой емкостью конденсатора С4 и общим сопротивлением резисторов R5, R6 (сопротивление дна потенциометра R4 на их фоне может быть пренебрежимо малым).

а

), что обеспечивает пропорциональность длительности импульсов положению движка потенциометра R4.
Импульс заканчивается при достижении напряжением на базе порога открывания транзистора. Инверторы на выходе формирователя обеспечивают требуемую полярность и высокую крутизну фронтов вырабатываемых импульсов. По окончании отрицательного импульса на выводе

10

DD1.3, длительность которого, кстати, обязательно должна быть больше максимально возможной длительности канального импульса, происходит быстрый заряд конденсатора С4 через резистор R4 до исходного значения.
Зависимость длительности импульсов формирователя от двух величин (номиналов сопротивлений R4 и R6) существенно облегчает установку исходной длительности и требуемого диапазона ее изменения (при настройке).
Формирователь второго канального импульса реализован на транзисторе VT2

р-n-р

структуры и инверторах DD2.1 и DD2.2 по аналогичной схеме, с той лишь разницей, что все импульсы и перепады напряжений имеют противоположную полярность, что приводит к необходимости двойного инвертирования коллекторных импульсов перед подачей на дифференцирующую цепочку.
При увеличении количества каналов следующая пара формирователей подключается к выводу

3

DD2.1. Входом при этом должен являться нижний по схеме вывод резистора, аналогичного в этой паре потенциометру R4.
Короткие положительные импульсы с выходов диодов VD1—VD3, соответствующие границам между канальными импульсами, суммируются на резисторе R14 и поступают на вход формирующего устройства, собранного на элементах DD2.3, DD2.4 и интегрирующей цепочке R15, С9. В исходном состоянии напряжение на выводе

10

DD2.3 – ноль. Каждый входной импульс инвертируется DD2.4 и быстро разряжает конденсатор C9 до нуля, вызывая всплеск выходного напряжения

10

до уровня логической единицы.
Затем начинается заряд С9 через большое сопротивление R15. При достижении напряжением на конденсаторе уровня логической единицы, элемент DD2.3 опять опрокидывается, формируя тем самым на своем выходе положительный прямоугольный импульс, длительность которого определяется постоянной времени заряда конденсатора С9. Конденсатор С10 необходим для «заваливания» фронтов выходных импульсов с целью сужения их спектра.

Детали и проектированиеПечатная модель

Показан на рис. 2.51. В дополнение к рассматриваемому кодеру, он также содержит вариант FM-передатчика из

Глава 3.6.2.

. Печатная плата выполнена из одностороннего стеклотекстолита толщиной 1–1,5 мм.
Ручки управления произвольной конструкции пропускаются в прямоугольные прорези платы и крепятся на осях потенциометров R4 и R9. В простейшем случае они могут быть вырезаны из двухстороннего стеклотекстолита толщиной 2,5—З мм и припаяны к осям.

Сами потенциометры припаиваются к плате горизонтально своими выводами и выступами, имеющимися на корпусе.
В схеме шифратора все постоянные резисторы — типа МЛТ-0,125 или им аналогичные. Подстроечные резисторы R1, R6, R11 могут быть типа СПЗ-38б или РП1-63Мг.

Переменные R4 и R9— типа СПЗ-16а. Можно применить и СП4-1, но это повлечет изменение установочных размеров и способа крепления к плате. Транзисторы КТ315 и КТ361 можно заменить соответственно на КТ3102 и КТ3107 с любым буквенным индексом.
Конденсатор С8 — любой малогабаритный электролитический.

Рис. 2.51. Печатная платаНастройка

Ползунки подстройки и переменного резистора должны быть установлены в среднее положение. Убедитесь, что после подключения питания на выводе DA1 имеется напряжение 3 В. Подключив осциллограф к выводу

10

DD1.3, проконтролировать наличие положительных импульсов.
Потенциометром R1 установить период следования

Тп

= 10 мс (когда количество каналов более двух

Тп

= 20 мс. Для этого может потребоваться увеличение емкости С2).
Переключить осциллограф к базе VT1 и установить потенциометром R4 амплитуду отрицательной «пилы» (рис. 2.50,

а

Поместите ручку управления на ось потенциометра и установите напряжение в один вольт. С помощью потенциометра R6 установите длительность отрицательных импульсов на выводе

3

DD1.1

τк.1

= 1,5 мс (рис. 2.50,

б

). Наклоните ручку управления в крайнее положение (*30°), чтобы убедиться, что * находится вверху.

τ

= ±0,5 мс. Если Δ

ττ1

= 1,5 мс. Если Δ

τ

> ±0,5 мс, то амплитуду пилы увеличить. Манипуляции повторять до тех пор, пока в нейтральном положении длительность импульсов станет равной 1,5 мс, а в крайних положениях приращение составит 0,5 мс.
Аналогично устанавливаются границы импульсов на всех остальных формирователях. Необходимо учитывать, что «пила» на базах транзисторов

р-n-р

структуры имеет положительную полярность.
Подключить осциллограф к выводу

12

Если импульсы слишком короткие и их амплитуда меньше 2 вольт, то увеличьте емкость C1, C5, C7 до 1500-2200 пФ. Подбором конденсатора С9 установите длительность положительных импульсов на выводе

10

DD2.3 составляет около 0.5 мс.

2. Сверхрегенеративные приемники АМ-колебаний

5.2.1 Принципы супер-регенеративного приемаОбщие положения

Сверхрегенеративные приемники уже давно являются одними из самых распространенных радиолюбительских схем. Это достигается тем, что они обеспечивают высокую чувствительность при минимальных затратах на схему. Классический суперрегенератор содержит 12-14 деталей и достигает коэффициента усиления в несколько сотен тысяч, при чувствительности 3-5 вольт.

Кроме того, работая в нелинейном режиме, такой приемник обладает способностью автоматически поддерживать уровень выходного сигнала практически постоянным при изменении входного сигнала в сотни и даже тысячи раз.
В разное время и в различных изданиях делались попытки описания принципа действия сверхрегенеративного приемника.

Обычно в таких книгах содержатся самые общие соображения относительно процессов, происходящих в схеме, а также рекомендации по настройке сверхрегенератора, основанные на практическом опыте работы с приемником. Каждый радиолюбитель, собравший сверхрегенератор, на собственном опыте убедился, как трудно бывает добиться желаемых результатов, действуя интуитивно и вслепую.

Качественная перестройка затруднена из-за многофункциональности сверхрегенеративного каскада. Усилитель, вспомогательный генератор (генератор наложения) и детектор уложены на одном транзисторе. Детектор выбирает низкочастотный сигнал из усилителя.

Разделив вышеперечисленные функции на различные каскады, будет гораздо проще настроить каждую из них независимо на оптимальный режим работы. В связи с тем, что каждая функция предъявляет свои, иногда противоречивые требования к режиму работы, в суперрегенераторе необходим компромисс, учитывающий потребности каждой функции.

В этом и заключается сложность настройки.
Режим работы любого каскада, как известно, с течением времени меняется под действием различных дестабилизирующих факторов. Поэтому еще одним недостатком сверхрегенератора можно считать невысокую устойчивость его работы.

Компромисс нарушается, и параметры приемника со временем, что называется, «плывут».
Выскажу предположение, что качественно настроить приемник можно, только разобравшись детально со всеми процессами, происходящими в схеме, а также с влиянием на эти процессы всех элементов схемы.

Феномен умножения коэффициента добротности колебательного контура

В начале небольшой экскурс в теоретические основы радиотехники, без которого было бы проблематичным понимание дальнейшего изложения материала.
Радиоволны, излучаемые радиопередатчиками, распространяются во все стороны от передающих антенн со скоростью света.

ρP

/4π

R2

(5.1)
где

Р

– передаваемая мощность;

R

– расстояние до точки сбора;

ρ

– плотность потока мощности (мощность, проходящая через квадратную площадь 1 м

2

На расстояние

R

от передатчика).
Очевидно, каким бы ни было большим расстояние

R

Плотность потока мощности никогда не вернется к нулю. Это означает, что в любой точке космоса есть излучение абсолютно всех радиостанций, работающих на земном шаре, что само по себе довольно интересно. Электромагнитная волна – это электрическое и магнитное поле, чередующееся во времени и пространстве. В любом проводнике, ориентированном параллельно силовым линиям электрического поля (

Е

) индуцировано электромагнитным полем (

ε

) в соответствии со

εEhд

, (5.2)
где

— действующая высота проводника. При размерах проводника, существенно меньших длины волны, действующая высота равна половине геометрической длины проводника.
Что же мешает усилить этот сигнал в требуемое число раз, чтобы прием был обеспечен на любом расстоянии от передатчика?

Кроме того, в точке приема помимо полезного сигнала присутствуют и мешающие сигналы. Приемник также производит свои собственные хаотические токи и напряжения, вызванные тепловым движением электронов, которые называются его внутренним шумом.

Полезный сигнал может быть извлечен из принятого сигнала только в том случае, если уровень полезного сигнала на определенную величину превышает уровень помех и внутренних шумов, которые поступают на вход приемника.

Если даже каким-либо образом избавиться от помехи на входе приемника, то внутренние шумы останутся в любом случае. Именно они и определяют потенциальную чувствительность любого приемника.
Очевидно, им и должно уделяться особое внимание при конструировании приемников.

Подключите колебательный контур, настроенный на частоту радиостанции, которую вы хотите принимать, к проводнику, который фактически является приемной антенной, показанной на рис. 5.1, тогда на его выходе будет некоторое напряжение

. Посмотрим, что определяет величину этого напряжения, отметив, что это напряжение является напряжением на конденсаторе C1.

Рисунок 5.1. Входная цепь приемника

Для простоты будем считать, что число витков в катушках L1, L2 и связь между ними таковы, что ЭДС взаимной индукции, наводимая в катушке L2, равна ЭДС, наводимой в антенне (формула 5.2). В результате этой ЭДС ток в цепи будет протекать последовательно через катушку L2 и конденсатор C1.

ε

И устойчивость

rп

Учитывает активные потери в цепи. Эти потери связаны с энергией, затрачиваемой на нагрев проводника катушки, и с переизлучением части энергии элементами цепи.

Рисунок 5.2. Эквивалентная схема входной цепи

Более подробно эти процессы описаны в [6]. Согласно рисунку, колебательный контур представляет собой последовательный контур, а эквивалентный источник – параллельный контур. В такой цепи, как известно, существует резонанс напряжений, при котором напряжения на реактивных элементах цепи в

Q

Умножить на ЭДС, введенную в цепь. Исходя из этого, мы можем написать

UкQε

, (5.3)
где

Qρrп

– коэффициент качества работы системы; (5.4)

ρ

 = √(

L1C1

) = 1/

ω0C1

– Характеристический импеданс схемы,

ω0

=1/√(

L1C1

) — резонансная частота контура.
Формула (5.3) показывает, что увеличением

Q

Теоретически можно получить сколь угодно большое значение напряжения

Тем самым доводя принимаемый сигнал до значения, необходимого для нормальной работы последующих каскадов. На практике трудно получить значение Q-фактора контура более 200-350. Более того, в реальных схемах остальная часть приемника подключается к контуру параллельно конденсатору C1, что можно учесть по его входному импедансу

Rвх

. Часть принятой мощности будет рассеиваться на этом сопротивлении. Возникающие дополнительные потери учитываются эквивалентным увеличением сопротивления потерь в цепи на величину

rдоп

. Формула пересчета выглядит следующим образом

rдоп ρ2/Rвх


Результирующая добротность контура, называемая эквивалентной (

) или обремененные, уменьшаются:

Qэρ/rп rдоп

), (5.5)
и в практических конструкциях составляет величину 50—120. Чтобы картина была полной, необходимо было бы в знаменатель формулы (5.5) добавить третье слагаемое, учитывающее потери энергии в контуре за счет шунтирующего действия антенны. Для простоты дальнейшего изложения будем полагать эти потери равными нулю.

Рисунок 5.3. Механизм компенсации потерь в контуре


К конденсатору контура подключен транзистор VT1. Напряжение

С конденсатора подается на секцию база-эмиттер транзистора, что вызывает изменение тока, протекающего в коллекторной цепи под действием источника питания V1. Амплитуда изменения определяется выражением

IкUкS

В которой

S

– наклон транзистора в рабочей точке. Прохождение через катушку

L2

Этот ток индуктируется в катушке

L1

. ЭДС за счет взаимной индукции

Uoc

= ω

∙M∙

, где

М

– взаимная индуктивность катушки

L1L2

.
Фазировка катушек выбирается таким образом, чтобы напряжение

Uос

Был синфазен с колебаниями, происходящими в цепи, что характерно для положительной обратной связи. Ток

I

В цепи теперь течёт под действием суммы двух напряжений

 εUос

, и амплитуда колебаний нарастает. Обратим внимание на то, что амплитуда возрастает, в конечном счете, за счет энергии источника питания.
Поскольку при резонансе суммарное сопротивление реактивных элементов контура равно нулю, для входного контура справедливо выражение

εUосεω0

∙M∙

Iк Irп rдоп

). Теперь напряжение на конденсаторе можно записать как

UкIω0C1 I∙ρ

. Откуда 

IUкρ

. Подставляя правые части выражений для

I Iк

Предыдущей формулы, получим:

Как сделать приемник и передатчик для радиоуправления моделями с одновременной подачей двух команд


Выражение (5.3) справедливо и для рассматриваемого случая, с той лишь разницей, что добротность теперь имеется ввиду эквивалентная (

), в котором учитывается компенсация потерь в контуре положительной обратной связи. Используя (5.3), предыдущее выражение можно записать в виде

Как сделать приемник и передатчик для радиоуправления моделями с одновременной подачей двух команд

Чтобы выразить эквивалентный коэффициент качества, уменьшим обе части равенства на:

Как сделать приемник и передатчик для радиоуправления моделями с одновременной подачей двух команд

Используя факт, что резонанс

ρ

= 1/

ω0C1

И, наконец, еще одно наблюдение:

Как сделать приемник и передатчик для радиоуправления моделями с одновременной подачей двух команд


Сравнивая выражения (5.5) и (5.6), можно сделать следующие полезные для практики выводы:
♦ в знаменателе выражения для добротности, за счет положительной обратной связи, появилось дополнительное слагаемое

MSC1

, имеющее размерность сопротивления;
♦ знак этого сопротивления отрицательный, что уменьшает общее сопротивление потерь контура;
♦ манипулируя величиной

М

или

S

, можно сделать сопротивление потерь контура сколь угодно малым, в том числе и равным нулю;
♦ увеличивая эквивалентную добротность контура описанным способом в соответствии с формулой (5.3), можно получать на контуре колебания любой желаемой амплитуды.

Физический смысл отрицательного сопротивления, уменьшающего общее сопротивление потерь, заключается в том, что благодаря положительной обратной связи мощность от источника питания вводится в схему из коллекторной цепи, тем самым компенсируя потери энергии сигнала в схеме.

Энергия вносится в виде колебаний той же частоты, что и у поступивших в контур из антенны.
Происходящая компенсация потерь или, другими словами, восстановление энергии сигнала называется регенерацией, а приемники, использующие рассмотренный принцип для повышения коэффициента усиления, — регенеративными.

Принципы супергенерации

При всей своей привлекательности этот метод имеет существенный

Недостатком.

. Параметры, определяющие величину отрицательного импеданса

rвнMSC1

Не стабильны во времени, что делает неустойчивым сам режим регенерации. Увеличение положительной обратной связи (увеличение

rвн

) до обращения в нуль знаменателя формулы (5.6) приводит к превращению усилителя в генератор, уменьшение — к существенному снижению расчетного коэффициента усиления, а значит и к потере чувствительности.
Кроме того, увеличение коэффициента усиления приемника за счет увеличения эквивалентной добротности ограничивается требованиями к полосе пропускания приемника (Δ

fпр

). Определение последнего можно найти в выражении Δ

fпрf0QЭ

И не должна быть меньше ширины активного спектра принимаемого сигнала. Классическим примером достижения преимущества является применение чрезмерного усиления регенератора. Можно легко согласиться с тем, что наибольшее усиление в регенераторе может быть достигнуто на пределе самовозбуждения, если знаменатель формулы (5.6) близок к нулю.

Несмотря на это, данное положение также является наименее стабильным именно потому, что оно близко к режиму самовозбуждения. Этот метод приема перегенерации заключается в периодическом изменении отрицательного импеданса таким образом, что усилитель на определенную часть периода становится генератором, проходя через область максимального усиления.

М

Или крутящий момент транзистора.

S

. При рассмотрении принципов суперрегенерации удобнее использовать

S

. Для начала выясним смысл этого параметра.
На рис. 5.4,

а

Показывает входную характеристику транзистора, которая представляет собой зависимость тока базы (

На основе разницы напряжения между базой и эмиттером (A).

). Напряжение смещения обычно подключается к базе ()

u0

На входной характеристике это указывает на положение рабочей точки (PT1). Если на базу также подается переменное напряжение амплитудой

То ток базы будет изменяться по тому же закону с амплитудой

(рис. 5.4,

B Рис. 5.4 Зависимость наклона от положения рабочей точки

F IG. 1 показывает, что когда напряжение, приложенное к базе, постоянно, ток, как хорошо видно на этом рисунке, будет постоянным. Согласно уравнению 5.4, угол наклона входной характеристики вблизи рабочей точки имеет важное значение. Количественно этот угол характеризуется крутизной входной характеристики

. Измените положение рабочей точки с помощью

u0

Можно изменить

. Амплитуда тока коллектора (/

к

) может быть определена в соответствии с формулой

IкIбh21э

Donde (сайт на английском языке)

h21э

Он описывает коэффициент усиления тока транзистора в цепи с общим эмиттером. Значение

SIкUб

и будем называть крутизной транзистора.
Обратите внимание на то, что крутизна транзистора, как и величина

Зависит от положения рабочей точки транзистора на входной характеристике. Зависимость крутизны каждого транзистора от напряжения смещения имеет свою форму. Существенным является тот факт, что крутизна тем больше, чем больше постоянное напряжение смещения

U0

Что хорошо видно на рисунке. На рис. 2 видно, что наклон и напряжение смещения прямо пропорциональны (рис. 3). 5.5,

A Рис. 5.5. Прерывистая генерация в суперрегенераторе


Теперь можно приступать к рассмотрению собственно режима сверхрегенерации. Обозначим значение крутизны транзистора, при которой знаменатель выражения (5.6) обращается в нуль (возникает генерация) через

Sкр

. Чтобы получить это значение, необходимо подать напряжение на базу транзистора

Uкр

(рис. 5.5,

а

). В исходном состоянии к базе прикладывается постоянное напряжение смещения

U0

Обеспечивая такое положение рабочей точки транзистора (РТ), что крутизна

S0

меньше критической. Генерация в этом случае отсутствует.
Если теперь к постоянному напряжению добавить некоторое вспомогательное, периодически изменяющееся, называемое напряжением суперизации (

uсуп

Для заданной амплитуды рабочая точка будет перемещаться в область, где крутизна транзистора больше критического наклона. Эта ситуация на рис. 5.5,

б

Соответствуют промежутку времени

t1t2

. На это время знаменатель формулы (5.6) становится отрицательным, и в контуре обеспечиваются условия возникновения автогенерации.
Если в контур из антенны поступает напряжение сигнала амплитудой

Uc

При этом значении контур начнет колебаться с более высокой частотой в соответствии с экспоненциальным законом, представленным в формуле [6]:

Uкt

) =

Uce-δt

, (5.7)
где

δrэL1

В схеме коэффициент демпфирования – это коэффициент колебаний;

L1

— индуктивность контура;

rэrпrдопMSC1

— эквивалентное сопротивление потерь контура,
При

S

>

Sкр

Которые происходят в промежуток времени

t1t2

, значение.

Имеет отрицательное значение, экспонента в (5.7) имеет положительное значение, что обеспечивает доведение амплитуды колебаний до определенного значения

Um

(рис. 5.5,

в

). По истечении определенного времени

t2

крутизна становится меньше критической, показатель экспоненты в (5.7) — отрицательным, и колебания в контуре затухают. Образуется так называемая «вспышка» высокочастотных колебаний в контуре.
Если принимается АМ-сигнал, то к началу новой вспышки (момент

t4

На рисунке) значение первоначальной амплитуды

Uc

Будет отличаться от предыдущего (например, станет больше), соответственно изменится амплитуда вспышки, что видно из формулы (5.7) и рис. 5.5,

в

. В результате на контуре будет получена последовательность вспышек, амплитуда которых будет повторять закон изменения амплитуды принимаемых колебаний.
Надлежащим выбором параметров контура и величины

S

Можно обеспечить такую скорость нарастания напряжения в цепи с интервалом

t1t2

При которых амплитуда вспышки

Um

будет достигать единиц вольт, при всего нескольких микровольтах, наведенных в антенне. Подавая вспышки на амплитудный детектор можно выделить их огибающую, которая и является полезным сигналом. Расчеты показывают, что коэффициент усиления сверхрегенератора может достигать сотен тысяч [7].
Необходимо отметить, что частота вспомогательных колебаний (

Fсуп

Состояние огибающей принятого сигнала должно быть таким, чтобы его можно было восстановить без потерь. Как известно, для этого должно выполняться условие Котельникова

Fсуп

 >= 2

. Здесь

— верхняя частота в спектре модулирующего сигнала.
В практических схемах

Fсуп

В диапазоне 30-100 кГц. Как видно из рис. 5.5, форма напряжения суперпозиции не имеет принципиального значения. Важно только убедиться, что в диапазоне

t1t2

Предварительная заявка

S

>

Sкр

.
Предельно достижимая амплитуда вспышек на контуре

Uпр

Ограничивается параметрами схемы и напряжением питания. Если амплитуда пиков напряжения на цепи в процессе усиления остается меньше, чем

Uпр

Зависимость от амплитуды

UmUc

линейна и режим работы соответственно называется линейным. Достоинством режима является низкий уровень шумов и малый коэффициент нелинейных искажений.
Если начальная амплитуда в контуре или усиление в схеме настолько велики, что

Um

Если значение

Uпр

на интервале

t1t2

То амплитуда вспышек не зависит от амплитуды входного сигнала, и режим называется нелинейным. При изменении амплитуды входного сигнала изменяется и площадь вспышки (рис. 5.6,

а

). На рис. 1 показано, как изменяется обнаруженное напряжение по логарифмическому закону. 5.6,

BFig. 5.6 Линейная функция суперрегенератора


Такая зависимость выходного сигнала от входного аналогична действию АРУ в приемнике и расширяет его динамический диапазон. К

недостаткам

Основными недостатками нелинейного режима являются высокие нелинейные искажения, высокий уровень выходного шума при отсутствии разыскиваемого сигнала и низкая избирательность по соседнему каналу. Высокий шум на выходе приемника, который часто представляет собой собственный шум каскада, является недостатком, но в то же время он свидетельствует лишь о высоком коэффициенте усиления приемника.

Методом получения вспомогательных флуктуаций напряжения наддува

Супергенераторы делятся на две группы. Генераторы специальных колебаний используются в супергенераторах с внешней суперпозицией. В

Сверхрегенераторы с автоматическим управлением

создаются условия для возникновения вспомогательных колебаний в самом регенеративном каскаде. Последний вариант используется чаще, так как требует меньших схемотехнических затрат (однако это не значит, что он является лучшим).
Читатели, знающие, что такое спектр сигнала, могут пропустить следующие три абзаца, остальным рекомендуется разобраться с этим понятием.

Дело в том, что сигналы, используемые в радиотехнике, могут иметь самую различную форму.
Анализировать прохождение непосредственно самих сигналов через радиотехнические цепи, назначение и структура которых также весьма разнообразны, весьма сложная задача.

Разложение функции в ряд

. Любой реальный сигнал сколь угодно сложной формы представляет собой какую-либо функцию времени, а значит, может быть разложен в ряд.
Наиболее широко применяется разложение

В тригонометрическом ряду Фурье

. Здесь сигнал представлен в виде суммы гармонических колебаний, т.е. колебаний синусоидальной или косинусоидальной формы. Только эти колебания проходят через линейные цепи (а подавляющее большинство радиоцепей можно считать линейными), не меняя формы.

Фаза и амплитуда гармонического колебания не могут быть изменены. Таким образом, анализ прохождения гармонического колебания через любое устройство ограничивается только оценкой изменений этих двух величин, а в большинстве практических задач – только оценкой изменений амплитуды.

Гармоническое колебание – это серия взаимосвязанных синусоидальных волн, сумма которых может быть представлена в виде исследуемого сигнала, известных как его компоненты, а спектр – как его совокупность. Выяснив, какие изменения претерпевает каждая из спектральных составляющих при прохождении через исследуемую цепь, можно получить форму выходного сигнала, сложив их все.

I0a0

(θ)∙

Im

И гармоники на частотах, кратных частоте повторения синусоидальных импульсов

ω

. Так называемые коэффициенты Берга

a0

(θ) зависят от угла отсечки импульсов 

θ

И гармоничных чисел

n

. Из этого следует, что число гармонических волн в общем случае бесконечно, но их амплитуды уменьшаются с увеличением числа гармоник. Обычно только первые несколько имеют практическое значение.

Рис. 5.7Спектр синусоидальных импульсовПринцип работы “классического” суперрегенератора


Для решения задачи, заявленной в начале параграфа, рассмотрим подробно принцип действия реального сверхрегенеративного приемника с автосуперизацией, собранного по «классической» схеме (рис. 5.8). Схема содержит колебательный контур L

к5

Антенна (A), настроенная на частоту принимаемого сигнала. Конденсатор C используется для уменьшения влияния антенны на параметры схемы

3

Малая производительность.

Рис. 5.8. Принципиальная схема классического суперрегенератора

Необходимо отметить, что колебательный контур, в отличие от рис. 5.3, включен в коллекторную цепь транзистора, и компенсация потерь энергии сигнала будет происходить непосредственно коллекторным током.
Необходимая для этой цели обратная связь организована следующим образом. Поскольку верхний по схеме, вывод колебательного контура соединен с общим проводом через конденсатор С

2

Сопротивление которого на частоте сигнала незначительно, высокочастотное напряжение должно быть

, существующее на нем, фактически действует между коллектором транзистора и корпусом (см. рис. 5.8).
Это напряжение приложено к делителю, состоящему из конденсатора обратной связи С

6

И препятствует ДР

1

. Конденсатор низкого сопротивления C соединяет нижний вывод дросселя с корпусом

4

. Помимо базы транзистора, конденсатор большой емкости C соединяет базу транзистора с корпусом устройства

1

Высокочастотное напряжение обратной связи

Uoc

приложено фактически между эмиттером и базой транзистора.
Режим транзистора по постоянному току, как известно, определяется напряжением

Uб-э

. Поскольку реактивное сопротивление Dn

1

Постоянного тока можно пренебречь, то это напряжение будет разностью

Uб-эUR2Uс

. Оно и определяет положение рабочей точки на характеристиках транзистора.
Напряжение

UR2

Отводится от нижнего плеча делителя R

12

И может контролироваться переменным резистором R

1

. Элементы R

47

являются фильтром нижних частот и предназначены для выделения полезного сигнала.
В правильно собранной схеме при отсутствии входного сигнала существует режим прерывистых колебаний. Форма напряжений на контуре

И конденсатором C

4

Н А РИСУНКЕ 1 показаны результаты включения схемы в системе моделирования схем Micro-Cap 6. 5.9. Пилообразное напряжение, показанное на втором графике, является напряжением автосуперизации в схеме. Рассмотрим подробнее механизм формирования вспышки высокочастотных колебаний, чтобы проанализировать процессы, происходящие в схеме.

Рис. 5.9. Напряжения в суперрегенераторе


На рис. 5.10 приведена проходная характеристика транзистора КТ315Б, использованного в схеме, на которой отмечены

Рис. 5.10.Проходная характеристика транзистора

Две характерные точки. Именно в точке (1) от напряжения база-эмиттер начинает протекать коллекторный ток. Из графика видно, что он равен

Смотрите про коптеры:  Радиоуправление TELECRANE F24-6D | Монтаж, гарантия, обслуживание - VECROS

Uбэ

= 0,45 В.
Точка (2) соответствует критической крутизне проходной характеристики

Sкp

При котором выполняются условия самовозбуждения в цепи. Это происходит при

Uбэ

= 0,521 В. В момент самовозбуждения требуется ток коллектора 145 А. Используя переменный резистор R

1

Первоначальное напряжение устанавливается следующим образом

Uб-эUR2Uс

Где начальный наклон

>

Sкр

. При таких условиях в схеме, как уже говорилось, возбуждаются прерывистые колебания.
Графики в характерных точках схемы, облегчающие понимание принципа действия, приведены на рис. 5.11.

Рис. 5.11. Диаграмма, иллюстрирующая работу суперрегенератора. 5.11. (Продолжение) Графики, описывающие работу суперрегенератора


Поскольку процесс в схеме периодический, рассмотрение можно начать с любого момента времени. Пусть в момент

t

= 0 Напряжение конденсатора С

4

, обусловленная предыдущими процессами в цепи, такова, что текущая величина

Uб-эUR2Uса, б

). На рис. 3 показан транзистор, который заперт, его коллекторный ток равен нулю. 5.11,

в, г

Рисунок 1) показывает, что высокочастотное напряжение в цепи отсутствует (рис. 5.11,

д

). Конденсатор C разряжен

4

Через сопротивлениеR

3

. Напряжение на конденсаторе уменьшается экспоненциально

Как сделать приемник и передатчик для радиоуправления моделями с одновременной подачей двух команд

На сайте

Uсо

Напряжение на конденсаторе во время предыдущего цикла (момент, аналогичный точке 5 на диаграммах);

τрR3C4

— постоянная времени цепи разряда конденсатора.
Как только напряжение 

Uб-э

Станет 0,45 В (точка 1), транзистор начнет открываться. На рисунке появляется коллекторный ток (интервал 1-2). 5.11,

в, г

). Несмотря на то, что открытый транзистор позволяет зарядному току протекать через конденсатор C

4

Однако напряжение на нем все равно уменьшается (рис. 5.11,

а

), а также ток разряда конденсатора через резистор R

3

больше зарядного тока.
Поскольку первый из них убывает, а второй нарастает, результирующая скорость роста напряжения 

Uб-э

Замедляется. Однако в точке 2 это напряжение достигает критического значения.

Uб-э

= 0,521 В, что соответствует началу самовозбуждения каскада.
В контуре возникают высокочастотные колебания (рис. 5.11,

д

), амплитуда которых нарастает в соответствие с выражением (5.7). Здесь уже уместно сделать первый полезный для практики вывод.
Если после открывания транзистора зарядный и разрядные токи конденсатора С

4

Выравнивание перед натяжкой

Uб-э

достигнет

Uкр

(в нашем случае 521 мВ), каскад не будет самовозбуждаться и суперрегенератор не будет работать. Скорость уменьшения тока разряда конденсатора определяется постоянной времени

τрR3C4

И величина начального напряжения на конденсаторе

Uco

.
Скорость же нарастания зарядного тока через открывающийся транзистор определяется крутизной транзистора в исходной рабочей точке

Который, в свою очередь, зависит от соотношения сопротивлений резисторов R

1

, R

2

и R

3

и параметра

h21э

Транзистор. Напряжение

Uб-э

Равнозначный

Для его определения можно намеренно вывести каскад из условий самовозбуждения, например, временно отключив конденсатор обратной связи С

6

. Как видно, сопротивление R

3

Влияет

τр

, и на

, что усложняет процедуру настройки.
На практике целесообразно выбрать величину R

3

Сначала регулируя R в соответствии с желаемым значением частоты наложения

1

Для получения прерывистой генерации. Кроме того, следует отметить, что значение R можно регулировать в узком диапазоне, а также регулировать частоту суперпозиции. Действительно, чем выше напряжение

UR2

Чем больше напряжение, тем больше

Uco

К которому подключается конденсатор C

4

, а значит и больше будет время его разряда, определяющее период суперизации.
Вернемся к процессам, происходящим в схеме. Часть напряжения, возникшего на контуре, в виде сигнала обратной связи

Uoc

Начинает суммироваться с медленно изменяющимся напряжением на участке база-эмиттер. На рис. 2 показано результирующее напряжение, являющееся суммой трех напряжений. 5.11,

б

) и описывается выражением

Uб-эUR2

— (

UcUос

).
Коллекторный ток в результате начинает изменяться по синусоидальному закону (интервал 2–3 на рис. 5.11,

в

). Благодаря работе транзистора в классе А постоянная составляющая коллекторного тока на этом участке остается относительно неизменной (рис. 5.11,

г

). Общее напряжение

Uб-э

В этом интервале также содержит увеличивающуюся во времени синусоидальную составляющую. В момент времени, соответствующий

3

На графиках наблюдается значительное изменение режима. Общее напряжение

Uб-э

Начинает “догонять” линию

Uб-э

= 450 мВ (рис. 5.11,

б

), соответствующую запирающему напряжению транзистора.
Коллекторный ток теперь протекает только в те части периода высокочастотного напряжения, в течение которых напряжение 

Uб-э

Превышает уровень 450 мВ (интервал 3-5 на Рис. 5.11,

в

). Именно этот факт является одним из необходимых условий существования режима прерывистой генерации в каскаде и, как следствие, возможности усиления принимаемых колебаний. Посмотрим на процессы, происходящие на интервале 3–5, внимательнее.
С одной стороны короткие импульсы коллекторного тока и являются теми «толчками», которые раскачивают колебания в контуре.

Другими словами, первая гармоника этих импульсов обеспечивает формирование на контуре нарастающего гармонического напряжения. Пропорционально растет и напряжение обратной связи, прикладываемое к базе транзистора. Это, в свою очередь, вызывает дальнейший рост амплитуды коллекторных импульсов и напряжения на контуре.
С другой стороны постоянная составляющая импульсов (рис. 5.11,

г

) обеспечивает то, что конденсатор C

4

, напряжение от которого уменьшается результирующая разность

UR2Uc

(рис. 5.11,

б

). Поэтому импульсы тока коллектора будут иметь меньший угол отсечки, что будет препятствовать росту напряжения на цепи. Результат зависит от того, что больше: скорость увеличения амплитуды напряжения обратной связи, которое является частью напряжения на цепи, или скорость увеличения напряжения на конденсаторе

Uc

.
В интервале 3–4 соотношение роста амплитуды импульсов коллекторного тока и уменьшения их угла отсечки таково, что и первая гармоника, и постоянная составляющая

Iк0

Этих импульсов возрастает. Последнее обеспечивает увеличение напряжения на конденсаторе

Как показывает график (рис.), темп роста этого напряжения также увеличивается. 5.11. ),

а

). Это (за счет уменьшения угла отсечки) приводит к снижению скорости роста напряжения на контуре, но до точки

4

По-прежнему превышает темп роста

Uc

.
Выполнение этого условия принципиально необходимо для нарастания амплитуды вспышки. Для его обеспечения в реальной схеме необходимо помнить, что

Uос

Является частью напряжения на цепи

И скорость его нарастания можно контролировать двумя способами: коэффициентом затухания

δ

Через входящие в него параметры (формула 5.7), и изменение коэффициента обратной связи, определяемого отношением реактивных сопротивлений конденсатора обратной связи C

6

И дроссель Dr1. Уменьшите скорость поворота

Uc

Может быть, в частности, за счет увеличения мощности С

4

.
В точке

4

Увеличение амплитуды импульсов коллекторного тока полностью компенсируется уменьшением угла их отсечки. Как следствие, постоянная составляющая

Iк0

Перестает меняться, достигая своего максимального значения. Затем амплитуда импульса еще некоторое время продолжает расти, но уменьшение угла отсечки приводит к уменьшению постоянной составляющей тока коллектора. Как следствие, нарастание напряжения на конденсаторе становится менее крутым.

Поскольку напряжение продолжает расти, рабочая точка транзистора смещается ниже по характеристике, что уменьшает ее крутизну. Из-за этого амплитуда коллекторных импульсов начинает уменьшаться, что увеличивает скорость затухания постоянной составляющей

Iк0

. В результате напряжение в цепи уменьшается. В точке максимального напряжения

Uc

(рис. 5.11,

а

) значение постоянной составляющей таково, что ток заряда конденсатора становится равным току разряда, и далее ток разряда превалирует.
В точке

5

Амплитуда напряжения контура уменьшается до точки, где напряжение обратной связи больше не превышает пороговое значение 450 мВ (Рисунок 5.11),

б

). Транзистор закрывается. Импульсы коллекторного тока исчезают, вместе с первой гармоникой и постоянной составляющей коллекторного тока. Напряжение на конденсаторе имеет значение

Uc0

. Энергия, запасенная в контуре к этому моменту, обеспечивает существование в нем затухающих колебаний, амплитуда которых убывает в соответствии с формулой (5.7).
Конденсатор С

4

После отключения транзистора от источника питания заряд разряжается резистором R.

3

Экспоненциально (5.8). Формирование вспышки завершено. Когда напряжение

Uб-э

Из-за разряда конденсатора C

4

, достигнет величины 450 мВ, начнется процесс формирования новой вспышки.
Необходимо особо подчеркнуть, что если скорость уменьшения напряжения на конденсаторе будет больше скорости уменьшения амплитуды колебаний на контуре, то, как это явствует из рис. 5.11,

б

В результате каскад будет работать в режиме непрерывной генерации, импульсы напряжения обратной связи будут продолжать превышать пороговый уровень, и срыв колебаний не произойдет. Когда каскад запускается, он будет работать в режиме непрерывной генерации. Вышеупомянутые показатели зависят, соответственно, от величин

τрδ

. Очевидно, что условием существования разрывных колебаний является

Как сделать приемник и передатчик для радиоуправления моделями с одновременной подачей двух команд

Мы считали, что до этого момента в контуре нет напряжения сигнала. В этом случае процесс создания вспышки одинаков для всех вспышек, в результате чего их амплитуда, длительность и период повторения постоянны. Таким образом, эти параметры постоянны и для импульсов постоянной составляющей тока коллектора (рис. 5.11,

г

). Пропустив эти импульсы через фильтр нижних частот, получим на его выходе постоянное напряжение, пропорциональное амплитуде импульсов постоянной составляющей.
При поступлении из антенны в контур напряжения сигнала картина меняется. В момент времени, соответствующий критическому значению крутизны транзистора (точка

2

(i), напряжение в контуре начнет увеличиваться не с нуля, а с амплитуды сигнала. Поэтому амплитуда максимальных вспышек на контуре и импульса постоянной составляющей тока коллектора также будет увеличиваться.

Это, в свою очередь, приведет к увеличению напряжения на выходе ФНЧ. Если сигнал, поступающий в схему, является амплитудно-модулированным, он в конечном итоге будет модулировать постоянную составляющую тока коллектора, что означает, что выход фильтра низких частот будет повторять форму огибающей входного сигнала.

Поскольку в цепи всегда присутствует напряжение собственного шума, то в отсутствие входного сигнала напряжение, с которого начнутся высокочастотные всплески, будет определяться значением напряжения шума в момент времени, соответствующий точке

2

на графиках. От вспышки к вспышке напряжение шумов меняется по случайному закону, поэтому и на выходе ФНЧ напряжение будет представлять собой случайное колебание, которое воспринимается на слух в виде характерного «суперного» шума.
Фильтр нижних частот, выделяющий полезный сигнал, как следует из вышеприведенных соображений, должен находиться в коллекторной цепи. Иногда так и делается. Однако подробно рассмотренный процесс формирования, в частности, напряжения на конденсаторе С

4

В котором участвует постоянная составляющая коллекторного тока

I0

, позволяет сделать вывод, что и амплитуда импульсов напряжения на этом конденсаторе так же будет меняться по закону огибающей входного сигнала.
В приведенной на рис. 5.8 схеме использован этот факт, и на вход ФНЧ, состоящего из резистора R

4

И конденсатором C

7

Пилообразное напряжение подается с конденсатора С

4

.
В заключение необходимо отметить, что часть напряжения сигнала, поступившего из антенны в контур, по цепи обратной связи попадет на базу транзистора и будет складываться там с пилообразным напряжением суперизации и постоянным напряжением смешения. В результате, момент пересечения суммарным напряжением

Uб-э

Уровня открытия транзистора (точка

1

на графиках) от периода к периоду будет изменяться, вызывая изменение частоты следования вспышек во времени по закону огибающей входного сигнала.
При отсутствии полезного сигнала аналогичный процесс будет происходить под действием собственных шумов каскада.

Этот факт может быть использован для оптимизации работы суперосциллятора. Подключив осциллограф через конденсатор 5-15 пФ к коллектору транзистора, можно наблюдать колебания в цепи. Выбрав время развертки осциллографа таким образом, чтобы на экране отображалось 4-5 вспышек, и синхронизировав развертку с первой из них, можно наблюдать “дрожание” остальных вдоль временной оси под воздействием их собственных шумов.

В процессе настройки амплитуда этих “мерцаний” должна быть как можно выше, что указывает на максимальный коэффициент усиления приемника. Вместо высокочастотного мерцания можно наблюдать пилообразное напряжение наложения, подключив осциллограф к конденсатору C

4

.
Изложенный подробный принцип действия сверхрегенератора при внимательном его рассмотрении радиолюбителями позволит облегчить процедуру настройки конкретных конструкций приемников и оптимизацию их параметров.

5.2.2 Классическая схема суперрегенератораПринципиальная схема

На рис. 2 показана практическая схема суперрегенеративного приемника, первый каскад которого очень похож на рассмотренный в предыдущем параграфе. 5.12. 5.12. При настройке приемника R2 задает уставку для подстроечного резистора.

Если при настройке движок R2 случайно устанавливается в максимальное положение, ограничительный резистор R1 защищает транзистор VT1 от выхода из строя. Пройдя через фильтр нижних частот R5C7, детектированный сигнал поступает на вход низкочастотного генератора, который собран на транзисторах VT2 и VT3.

Прямое включение транзисторов с охватом цепи глубокой отрицательной связью по постоянному току через резистор R7 обеспечивает хорошую тепловую стабилизацию положения рабочей точки. Суммарный коэффициент усиления УНЧ в такой схеме может достигать 1000-3000. Эмиттерный повторитель на транзисторе VT4 обеспечивает развязку приемника от следующих каскадов.

Рис. 5.12.Схема обычного суперрегенератораДетали и конструкция

На рисунке 1 изображена печатная плата. 5.13 и не требует комментариев. Если C8 и C10 не электролитические, все конденсаторы должны быть керамическими. Подстроечный резистор R2 может быть либо СПЗ-38б, либо ПГ1-6ЗМг. В любых буквенных индексах установлены транзисторы КТ315 или КТ3102.

Контурная катушка состоит из семи витков провода диаметром 0,5 мм на каркасе из карбонильного железа. Диаметр каркаса может быть в диапазоне 5-9 мм. Дроссель L1 – стандартный 20-68 мкГн. В качестве антенны используется провод или штырь длиной 20-40 см.

Рис. 5.13. Печатная платаНастройка

Настройка требует установки оптимального режима сверхрегенерации с помощью R2 и настройки контура L2C5 в резонанс со своим излучателем. Емкость C6 для начала должна составлять 15 пФ. Ее значение уточняется в процессе настройки до тех пор, пока с помощью осциллографа не будут наблюдаться максимальные колебания в точке соединения конденсаторов C7 и C9.

Настройка УНЧ сводится к установке на эмиттере транзистора VT4 напряжения, равного 4 В, путем подбора сопротивления резистора R7, для чего временно его целесообразно заменить переменным.
Соединительные провода должны при этом быть как можно короче во избежание наводок на базу VT2.

Можно подключить высокоомные наушники (например. Подключите выход передатчика (TON-2) к выходу приемника и отрегулируйте ползунок R2 и C6 в соответствии с максимальной громкостью слышимого шума при выключенном передатчике. После включения передатчика (это означает, что он работает в режиме амплитудной модуляции с выходом кодера) входную цепь следует отрегулировать на максимальную громкость. Иногда после этого полезно отрегулировать положение потенциометра R2.

5.2.3 Супергенератор с УРФБФ Основные положения

Поскольку суперрегенератор работает в режиме прерывистой генерации, часть мощности, генерируемой колебаниями в контуре, передается через конденсатор связи на антенну. Несколько милливатт излучаемой мощности могут повлиять на близлежащее оборудование, что нежелательно.

При одновременном управлении несколькими моделями это становится практически невозможным. Чтобы развязать антенну и суперрегенеративный каскад, устанавливается усилитель радиочастоты. Таким образом, проблема может быть решена, поскольку в усилителе сигналы могут распространяться только от входа к выходу.

Справедливости ради необходимо отметить, что по-прежнему остается, хотя и менее мощное, паразитное излучение самого колебательного контура приемника. Для его устранения катушку контура целесообразно помещать в экран.
К сожалению, увеличения чувствительности УРЧ не дает.

У сверхрегенеративного каскада она уже и так велика и определяется только собственными шумами каскада. Чувствительность будет повышена только в том случае, если собственные шумы каскада УРЧ меньше шумов сверхрегенератора.
В этом легко убедиться на простом примере.

Для суперрегенератора пусть чувствительность будет 10 * В, а отношение сигнал/шум 5. Таким образом, средний уровень естественного шума, вносимого на вход, будет 10/5 = 2 * В. Теперь мы должны установить коэффициент усиления по напряжению на входе VFD

Кu

= 10, собранный на таком же транзисторе, что и в каскаде сверхрегенератора. Его собственные шумы также будут равны 2 мкВ. Подадим на вход УРЧ те же 10 мкВ.
На входе сверхрегенератора напряжение сигнала, прошедшего через УРЧ, будет равно 10×10 = 100 мкВ, а напряжение шумов соответственно 2×10 2 = 22 мкВ.

Результирующее отношение сигнал/шум на входе суперрегенератора теперь равно 100/22 = 4,54, что ниже исходного отношения. Чтобы сделать его таким же, нужно ввести на входе 11 мкВ вместо 10. Как вы можете видеть, UDR даже ухудшил чувствительность.

Используя, например, шум транзистора УВЧ, легко подсчитать, что теперь требуется всего 6 мкВ. Еще эффективнее построить суперрегенератор на базе такого транзистора. Таким образом, применение УПЧ оправдано только желанием уменьшить паразитное излучение, проходящее через антенну.

Идеологический этюд

На рисунке 1 приведена принципиальная схема приемника. УМЗЧ собран на транзисторе VT1 по схеме с общей базой. При включении транзистора создается небольшое входное сопротивление, что делает каскад нечувствительным к изменению параметров антенны.

Он реализован в виде транзистора VT2 на колебательном контуре L1C7, который является частью суперрегенератора. В отличие от предыдущей схемы, в этой, как и в UFD, используется высокочастотный кремниевый транзистор. Следовательно, приемник может быть реализован относительно экономично.

Ток, потребляемый двумя первыми каскадами, не превышает 1,4 мА.
Микросхема DA1 исполняет роль усилителя низкой частоты. Резистор R12 определяет ток потребления микросхемы, ее максимальный коэффициент усиления и полосу пропускания. При указанных на схеме параметрах «обвязки» ток, потребляемый операционным усилителем, составляет всего 0,4 мА, а коэффициент усиления достаточен для получения выходных импульсов в уровнях, пригодных для непосредственной подачи на вход цифровых микросхем дешифратора или распределителя импульсов.

Рис. 5.14. Принципиальная схема суперрегенератора с URFD Детали и конструкция

На рис. 1 показана печатная плата. 5.15 и не имеет никаких особенностей. Заменив КТ3127А на КТ3128, вы получите КТ3128. Катушка индуктивности L1 содержит девять витков провода диаметром 0,35 мм и установлена на сердечнике из карбонильного железа с резьбой (М4).

Рис. 5.15. Печатная платаНастройка

Транзистор настраивается регулировкой R1 так, чтобы на базе транзистора создавалось напряжение 4,2 В. Затем, в соответствии с сигналами собственного передатчика, вращением сердечника катушки настраивают колебательный контур суперрегенератора, а ротором конденсатора С8 – режим суперрегенерации, до получения максимальной амплитуды сигнала на выходе приемника.

5.2.4 Сверхрегенератор на транзисторе в барьерном режимеПринципиальная диаграмма

На транзисторе VT1 собран сверхрегенеративный каскад. 5.16). Особенностью каскада является то, что транзистор работает в режиме затвора. Катушка L1 соединяет базу источника постоянного тока с коллектором. Известно, что этот режим очень экономичен [8,9]. Каскад потребляет не более 70 А, а напряжение питания должно быть около 2-3 В (контрольная точка Кт1).

Рисунок 5.16. Принципиальная схема приемника

Чтобы обеспечить положительную обратную связь с некоторыми витками катушки L1, к эмиттеру транзистора подводится провод, подключенный к переменному току (через C4). Глубина связи выбирается таким образом, чтобы начальная рабочая точка транзистора лежала в области характеристики с наклоном

S

>

Sкр

. В результате такой подстройки частоты каскад совершает колебания (рис. 5.17, а). При увеличении их амплитуды увеличивается ток, потребляемый каскадом (тем самым увеличивается падение напряжения на резисторе R1) и, следовательно, уменьшается напряжение питания транзистора (рис. 1). 5.17,

б

). Рабочая точка смещается на более крутой участок, и колебания прерываются, резко уменьшая ток, протекающий через транзистор. Падение напряжения на R1 уменьшается и экспоненциально увеличивается в точке Kt2, так как конденсатор C4, подключенный к этой точке, заряжается. Когда напряжение повышается до значения, при котором

S

>

Sкр

Процесс повторяется, так что каскад может работать в режиме периодического производства.

Рис. 5.17. Элементы в характерных точках

Когда сигнал поступает в контур от антенны, амплитуда и частота экспоненциальных импульсов в Kt2 модулируются огибающей входного сигнала. Спектры импульсов выявляют гармоники огибающей. Будучи выделенными фильтром нижних частот R3C6, они поступают на усилитель нижних частот, составленный из первых трех элементов цифровой схемы DD1.

Резисторы обратной связи R4, R5 обеспечивают работу схемы в линейном режиме. В зависимости от их величины ФНЧ набирает коэффициент усиления. На элементе DD1.4 находится компаратор напряжения, а порог срабатывания определяется потенциометром R6 так, чтобы шум, генерируемый выходом ФНЧ, не вызывал срабатывания компаратора.

Характеристики приемника достаточны. При наличии напряжения питания 5+0,3 В потребляемый ток не превышает 1,8 мА. При отношении “сигнал/шум” равном четырем в опорной точке Кт3, чувствительность не хуже 0,7 В. При установке порога компаратора, исключающего ложные срабатывания от шума, чувствительность снижается до 1,5 В.

Выходной сигнал приемника представляет собой отрицательный импульс, амплитуда которого примерно равна напряжению питания. Сердечник катушки L1 перестраивает приемник от 26 до 32 МГц. В качестве устройства синтеза речи следует исключить элементы схемы DD1.4, R7, R6, C11, а нижний (по схеме) вывод C9 подключить к УНЧ.

Детали и проектирование

Используется фольгированная стеклотекстолитовая или гетинаксовая печатная плата в соответствии с рис. 1. 5.18. В зависимости от выбранного диаметра каркаса (5-7 мм), монтажные размеры катушки L1 могут быть изменены.

Рис. 5.18. Печатная плата

Используются две восьмивитковые катушки провода диаметром 0,5 мм. На плате есть место для СПЗ-38б, но это может быть любой подстроечный резистор R6. Микросхему можно заменить на К176ЛЕ5. Установка К561ЛА7 в активном режиме работать не будет.

n-р-n

Структуры, схема первого каскада должна быть изменена в соответствии с рис. В этом случае, очевидно, необходимо изменить рисунок соответствующего участка печатной платы. Вы заметите, что полярность сигналов в Кт2, КтЗ и на выходе приемника изменится на противоположную.

Рис. 5.19Замена транзистораНастройка

После проверки установки убедитесь, что на плату подается соответствующее напряжение. Сердечник катушки L1 должен быть полностью вкручен. Проверьте постоянное напряжение в Kt1. Если нет, вам нужно будет отрегулировать его с помощью R2. В противном случае, вам нужно будет изменить его, чтобы он соответствовал этому диапазону.

б

.
Подбором величины R1 установить частоту их следования равной 40–44 кГц (период 22,7—25 мкс). Дрожание импульсов, начиная со второго, по оси времени является нормальным и свидетельствует об усилении каскадом собственных шумов. Отсутствие импульсов свидетельствует об отсутствии прерывистой генерации в каскаде.

Причина может заключаться либо в сильном отклонении частоты настройки контура от указанного выше диапазона, либо в недостаточной величине коэффициента обратной связи в каскаде.
В первую очередь следует вращением сердечника попробовать добиться возникновения колебаний.

Считайте, что емкость конденсатора C2 на схеме указана для каркаса диаметром 5 мм. При большем диаметре индуктивность катушки увеличивается, и емкость конденсатора должна уменьшаться. Другими словами, при диаметре каркаса 9 мм емкость должна составлять 27 пФ.

Если генерация все же не возникла, необходимо попробовать увеличить число витков катушки до отвода на 0,5–1 виток.
Полезно проконтролировать форму высокочастотных вспышек на контуре. Для этого нужно подключить осциллограф, параметры которого должны позволять наблюдать высокочастотное напряжение 27 МГц, к коллектору транзистора VT1 через конденсатор, емкостью 2–5 пФ.

а

. Важно, чтобы импульсы были резкими и короткими (менее 5 секунд). В случае более длинных импульсов чувствительность приемника будет ниже, о чем будет свидетельствовать плоская вершина. Здесь полезно изменять количество витков на катушке и постукивать по ней небольшими шагами (по 0,25-0,5 витка).

Усилитель низкой частоты, как правило, настройки не требует. Достаточно проконтролировать постоянное напряжение в Кт3. Оно должно лежать в пределах 2–3 В. Иная величина свидетельствует об ошибке монтажа или неисправности микросхемы.
Для настройки приемника на рабочую частоту необходимо либо подключить к его входу генератор стандартных сигналов в режиме внутренней модуляции, либо расположить на расстоянии 2–3 м включенный передатчик.

В первом случае глубину модуляции установить равной 0,9 и амплитуду выходного сигнала — 10 мкВ. Осциллограф подключить к Кт4 и настроить входной контур в резонанс по максимуму наблюдаемого сигнала.
Компаратор настраивается по сигналам передатчика.

Вы можете добиться отрицательного прямоугольного импульса на выходе приемника, вращая движок потенциометра R6 из нижнего положения на схеме. Для достижения максимальной чувствительности продолжайте вращение до тех пор, пока экран не замигает от коротких импульсов, вызванных шумом, появляющимся на компараторе.

Затем следует повернуть движок в обратную сторону на небольшой угол, при котором шумовые срабатывания пропадут.
В заключение отметим, что нагрузочная способность компаратора невелика, поэтому к приемнику можно подключать устройства, имеющие входное сопротивление не менее 10 кОм.

5.2.5 Суперрегенератор на полевом транзистореПринципиальная электрическая схема

Чувствительность сверхрегенеративных приемников в значительной степени зависит от собственных шумов используемого транзистора. Поэтому полевые транзисторы являются хорошим выбором, так как они менее шумные в этом смысле. На рис. 5.20 показана схема одного из возможных вариантов реализации такого приемника.

Рис. Схема приемника, использующего локальное полевое устройство на базе транзистора

В таблице 5.1 перечислены самые интересные параметры схемы.

Как сделать приемник и передатчик для радиоуправления моделями с одновременной подачей двух команд

Результаты, полученные при напряжении питания 5 В, глубине модуляции тестового сигнала.

m

= 0,9 и частота модуляции 1 кГц. Приемник предназначен для импульсных сигналов, поэтому для обеспечения эффективной АРУ был выбран нелинейный режим. От 3,5 В до 4,5 мВ (1300 раз) уровень сигнала контрольной точки Кт2 изменяется только в диапазоне 160-350 мВ.

Приемник предназначен для работы с амплитудно-манипулированными сигналами.
Сверхрегенеративный каскад собран на транзисторе VT1. Колебательный контур включен в затворную цепь. Это, во-первых, практически исключило шунтирующее действие транзистора на контур, что существенно повысило его нагруженную добротность.

Кроме того, это позволило уменьшить мощность колебаний в контуре и, как следствие, паразитное излучение через антенну. Емкость каскада образована двумя конденсаторами С2 и С*, точки подключения которых соединены с истоком транзистора. Эта положительная обратная связь необходима для самовозбуждения каскада.

Значение резистора R1, падение постоянного напряжения которого определяет начальное положение рабочей точки, выбирается таким образом, чтобы наклон в этой точке превышал критическое значение. Вместе с конденсатором C5 этот резистор образует вспомогательный наложенный колебательный контур.

б

. Двухзвенный фильтр нижних частот R2, C6, R4, C7 выделяет постоянную составляющую этих колебаний, которая, как известно, изменяется по закону огибающей принимаемого сигнала, и подавляет колебания на частоте перекрытия.

Рис. 5.21. Диаграммы в характерных точках

Для того чтобы коэффициент усиления был ближе к единице, фильтр должен быть нагружен сопротивлением, которое больше суммы R2, R4 и R3. Это достигается установкой истокового повторителя на полевом транзисторе VT2. Транзистор V3 используется для усилителя низкой частоты, и он не имеет никаких особенностей.

Кроме того, конденсатор C9 подавляет утечку напряжения суперпозиции. Выход усилителя состоит из полезного сигнала и непригодного шума, причем соотношение амплитуд зависит от уровня входного сигнала (см. табл. 5.1). Каскад на транзисторе VT4 работает как усилитель-ограничитель “снизу”.

Его рабочая точка установлена так, что при отсутствии сигнала амплитуда шума недостаточна для открытия транзистора, что приводит к нулевому выходному напряжению. Полезный сигнал, имеющий на Кт2 отрицательную полярность, превышающую уровень шума не менее чем в четыре раза, открывает последний транзистор, и на его выходе формируются положительные импульсы амплитудой 5 В. С13 очищает фронты импульсов от остаточного напряжения, возникшего в результате наложения.

Детали и проектирование

Для печатной платы приемника используется стекловолокно. На рисунке 1 показан ее рисунок со стороны проводников. Поскольку заявленные характеристики обеспечиваются в достаточно узком диапазоне напряжений питания 5*0,5 В, источник питания должен быть стабилизированным.

Рис. 5.22Печатная плата

K P303A (B, C, G) можно использовать для замены VT1, но резистор R1 должен быть отрегулирован в соответствии со следующей процедурой. KP303G (D, E) и KP302, содержащие любую букву, также могут быть использованы, но напряжение питания необходимо увеличить до 9 В, поскольку они имеют более высокое напряжение отсечки.

Транзистор VT2 должен быть из серии КП303Г-Е при любом напряжении питания.
Транзисторы VT2, VT3 заменяются на КТ315 и КТ361 соответственно, с любыми буквенными индексами.
Контурная катушка содержит 8 витков и наматывается проводом 0,35—0,5 мм на каркасе диаметром 5–9 мм с карбонильным подстроечным сердечником.

Можно использовать и ферритовый, но обязательно убедиться, что он марки 15–50 ВЧ. Высокочастотный дроссель Др1 стандартный, типа ДПМ-0,1, ДМ-0,1 индуктивностью 10–68 мкГн.
Можно использовать и самодельный, намотав 20–25 витков провода 0,15—0,25 мм на ферритовое кольцо диаметром 8—10 мм.

Конденсаторы C2, C3 – керамические конденсаторы с хорошим ТКЕ (группы MZZ, MZZZ, MP0). Остальное может быть любой керамикой. Электролитические конденсаторы C8, C12 – любого типа на напряжение не менее 6,3 В. Для фиксированных резисторов не существует специальных требований.

Антенна изготавливается из проволоки длиной до 50 см. Дальность действия антенны, как очевидно, увеличивается с ростом ее длины. Ряд КМОП-чипов, встроенных в приемник, соединяет цифровую часть с выходом.

Настройка

Настройку приемника желательно проводить с помощью осциллографа. Убедившись в правильности монтажа, временно заменить резистор R1 на подстроечный, сопротивлением 10–47 кОм, подсоединив его к плате как можно более короткими проводниками.
Осциллограф подключить к контрольной точке Кт1.

б

). Ручками синхронизации осциллографа обеспечить неподвижность первого импульса на экране. Подстройкой потенциометра установить частоту их следования равной 30–33 кГц.
Дрожание импульсов, начиная со второго, происходит из-за наличия собственных шумов каскада и свидетельствует о его нормальной работе.

а

). Необходимо измерить сопротивление потенциометра, отключить его от схемы и припаять постоянный резистор ближайшего номинала. Если требуемая частота и амплитуда импульсов не устанавливаются одновременно, то требуемая амплитуда импульсов устанавливается регулировкой сопротивления потенциометра, а затем требуемая частота – регулировкой конденсатора С5.

Если у вас нет осциллографа, вы можете сделать следующее. Убедитесь, что колебания нарушены, временно соединив затвор с корпусом транзистора. Поверните ось потенциометра на 0,6-0,65 В после проверки напряжения Кт1 вольтметром постоянного тока.

Убрав перемычку, убедиться, что напряжение возрастает до 0,7–0,9 В, что свидетельствует о возникновении генерации. Установить оптимальные параметры «пилы» при этом методе, к сожалению, не удастся.
Для дальнейшей настройки потребуется либо генератор стандартных сигналов, либо передатчик, совместно с которым планируется использование приемника.

Генератор напрямую подключается к входу антенны и настраивается на нужную частоту. Его выходное напряжение составляет 100 вольт, а глубина внутренней модуляции – 90%. Используется радиочастотный передатчик, расстояние между которым и приемником составляет 2-3 метра.

Осциллограф подключается к Кт2. При этом транзистор VT2 временно подключается к корпусу, а резистор R7 заменяется подстроечным резистором сопротивлением 47 кОм. Вращением ротора потенциометра установите постоянное напряжение в контрольной точке равным 3,15 В.

При отсутствии осциллографа сделать это можно и с помощью вольтметра. Одновременно на базе транзистора VT4 (КтЗ) необходимо установить 4,65 В подбором величины резистора R10. В последнем случае на этом настройка и заканчивается.
Отпаять перемычку от затвора VT2.

При использовании передатчика в качестве опорного сигнала осциллограф должен показывать на экране синусоидальные колебания с центром на частоте 1 кГц. На трекере присутствует только шумовая дорожка, что указывает на крайне расстроенную входную цепь.

Настройка в резонанс требует вращения сердечника катушки для достижения максимальной амплитуды наблюдаемого сигнала. Если требуется высокая точность настройки, сигнал генератора следует постепенно снижать до предела чувствительности (перемещать излучатель на большее расстояние), что проявится на мониторе в виде большого количества шума.

Окончательно установить движок потенциометра в положение, при котором отсутствует ограничение как положительных, так и отрицательных полуволн наблюдаемого сигнала. Заменить потенциометр постоянным резистором соответствующего сопротивления.
Переключить осциллограф на выход приемника.

На экране должны наблюдаться положительные импульсы 5 В. Подбором R10 добейтесь, чтобы амплитуда шумовых всплесков в их основании не превышала 0,5 В; не уменьшайте ее до нуля, так как чувствительность снижается. На этом настройка приемника завершена.

Сверхрегенеративный каскад устойчиво работает в диапазоне от 3 до 9 вольт, потребляя 120-650 *А и работая при постоянном напряжении. Для каждого источника напряжения необходимо подобрать величину резистора R1 и конденсатора С4 в соответствии с приведенной выше методикой.

Если изменяется напряжение питания всего приемника, то необходимо уточнять и режимы по постоянному току транзисторов VT3 и VT4.
Если несколько снизить требования к экономичности, то усилитель низкой частоты и формирователь импульсов можно реализовать на операционном усилителе К140УД1208 по схеме, приведенной на рис. 5.23.

Рисунок 5.23.Приемник с НЧ, питаемый операционным усилителем

Настройка выходного каскада сводится к следующему.
Ротор потенциометра R10 устанавливается в нижнее (по схеме) положение. Потенциал на выводе

2

Микросхемы DA1 ниже, чем на выводе

3

, и контролируемое осциллографом напряжение на выходе каскада должно быть равно нулю. Подав на вход приемника сигнал одним из описанных выше способов, плавным вращением движка потенциометра добиться появления на выходе импульсов положительной полярности.
Поскольку амплитуда сигнала с выхода истокового повторителя лежит в пределах 2—15 мВ, разность потенциалов на выводах

32

Должно составлять 1-15 мВ, что требует тщательной настройки порога срабатывания. Значение последнего (разность потенциалов между выходами

32

(a) зависит от общей чувствительности приемника. Наибольшая чувствительность соответствует порогу, при котором снятие входного сигнала вызывает появление на осциллограмме хаотических импульсов около 5 В, симметричных относительно уровня 2,5 В.

В результате такой настройки возможно случайное срабатывание исполнительных механизмов при отсутствии входного сигнала. При отсутствии сигнала порог придется постепенно увеличивать, уменьшая сопротивление R10, и потребуется некоторое время для исчезновения шума на экране осциллографа. Чувствительность приемников упадет до 4-5 В.

Детали и конструкция второго приёмника

Это схема печатной платы для второй версии приемника. Чтобы настройки сохранялись во время работы, напряжение питания должно быть стабилизировано. Стабилизаторы могут быть общими или специфическими для приемников и оборудования всех моделей.

Рис. 5.24.Второй вариант печатной платы 5.2.6. Супергенератор с полевым транзистором с внешней накладкой

Ранее мы отмечали, что многофункциональность суперрегенеративного каскада затрудняет его настройку и снижает стабильность его работы. С помощью каскада внешнего наложения эти недостатки в значительной степени устраняются. На рис. 1 показан вариант такой схемы приемника. 5.25.

m

= 90% составляет 1-2 мкВ. Частота настройки составляет 27,12 МГц (от 28 до 28,2). Сигналы с импульсами принимаются приемником.

Рис. 5.25Приемник с внешней накладкой

От предыдущего каскада он отличается тем, что в нем отсутствует RC-цепочка, что позволяло осуществлять прерывистую генерацию. Теперь этот режим реализован, так как питание на каскад подается через электронный переключатель, установленный на транзисторе VT3.

а

. Вы можете регулировать частоту наложения, регулируя R6. На рис. 1 видно, как R2C2 преобразует прямоугольные импульсы в экспоненциальные. 5.26,

б

.
Параметры положительной обратной связи в каскаде подобраны таким образом, что условия самовозбуждения выполняются при напряжении на стоке транзистора, примерно равном

Uс. кр

= 1 В (горизонтальная линия на рис. 5.26,

б

). Если напряжение на стоке превышает критическое значение, в цепи возникают высокочастотные колебания с возрастающей амплитудой. Одновременно увеличивается и напряжение на стоке транзистора. Рассмотрим подробнее график на рис. 5.26,

б

это хорошо заметно.
По окончании упомянутого интервала колебания в контуре затухают по экспоненте с постоянной времени, определяемой добротностью контура (рис. 5.26,

в

). Существенным фактом является то, что величина приращения напряжения на стоке, а точнее, площадь треугольной области стоковых импульсов, которая находится над

Уч. зап.

, зависит от амплитуды вспышек.

Рис. 5.26 Диаграммы напряжения в характерных точках

Пока в контуре присутствует напряжение сигнала, амплитуда и площадь высокочастотных вспышек будет изменяться во времени в соответствии с огибающей этого сигнала. Точно так же со временем будут меняться площади упомянутых треугольных областей. Тогда спектр стоковых импульсов содержит гармоники огибающей принятого сигнала.

Разделение может быть достигнуто с помощью фильтра низких частот, элементами которого в схеме являются R1, C6, R3, C7. Транзистор VT2 имеет постоянную составляющую напряжения на стоке к базе конденсатора С5. К этому транзистору подключают усилитель низкой частоты, доводя уровень выходного сигнала до 0,15-0,2 В.

а

) является суммой напряжений постоянного тока

UКт3

В виде отрицательных импульсов и напряжения шума принимается сигнал. Известно, что входное напряжение

Uпор

Для логического элемента требуется около половины напряжения питания микросхем серии 561. Устанавливаем потенциометр R5 так, чтобы пороговый уровень пересекался только отрицательными сигналами, как показано на рисунке 5, при заданном начальном напряжении в КтЗ. 5.27,

а

). На выходе приемника формируется положительный импульс со стандартной амплитудой 5 В (рис.) 5.27,

BРис. 5.27 Функция компаратораЧасти и конструкция

Печатная плата приемника изображена на рис. 5.28 и никаких особенностей не имеет. В правом верхнем углу платы предусмотрено место для установки, при необходимости, интегрального стабилизатора напряжения типа КР1170ЕН5. Все детали сверхрегенеративного каскада такие же, как и в предыдущем варианте приемника.
Транзистор VT2 типа КТ315Б, VT2 — любой транзистор

n-р-n

Структуры. Микросхема DD1 может быть K561LA7 или K561LE5. Согласующий резистор R5 – SPZ-38B или любой другой резистор (при изменении разводки печатной платы).

Конфигурация приёмника.

Убедитесь, что напряжение в цепи составляет 5*0,2 В после подтверждения правильности установки. Вы можете регулировать частоту обнаруженных прямоугольных импульсов, изменяя значение резистора R6 (рис. 2). 5.26,

а

) в пределах 40-44 кГц. Убедитесь, что импульсы в Kt1 такие, как показано на рис. 5.26,

б

. Подключить осциллограф или высокоомный вольтметр к контрольной точке КтЗ и движком потенциометра R5 установить уровень постоянного напряжения в ней равным 2,5 В.
От генератора стандартных сигналов подать на вход приемника высокочастотное напряжение на предполагаемой частоте работы приемника.

Амплитуду установить 10 мкВ, глубину модуляции— 90 %. Вращением сердечника катушки L1 добиться появления на экране осциллографа, подключенного к КтЗ, синусоидального сигнала на частоте 1 кГц амплитудой 100–300 мВ (огибающая испытательного сигнала).
Отсутствие этого сигнала, а также шумовой дорожки на экране осциллографа свидетельствуют об отсутствии генерации в первом каскаде приемника. Дело в том, что питающим напряжением для каскада являются экспоненциальные импульсы (рис. 5.26,

б

) и, вследствие изменения параметров транзистора, его амплитуда может оказаться недостаточной для возбуждения каскада. В этом случае временно замените резистор R2 на 3,3-6,8 кОм и вращайте ротор не только так, чтобы сигнал появился в контрольной точке KtZ, но и так, чтобы амплитуда этого сигнала была максимальной.

б

). Чем меньше эта длительность, тем выше чувствительность, поэтому необходимо тщательно подобрать значение резистора R2, чтобы амплитуда импульсов на стоке транзистора превышала порог

Уск. п.

на небольшую величину. Однако чрезмерно малая величина превышения приводит к неустойчивой работе каскада из-за действия различных дестабилизирующих факторов. Требуется отыскать разумный компромисс между устойчивостью и чувствительностью.
Заключительный этап настройки лучше проводить по сигналам передатчика, совместно с которым планируется использовать приемник.

Необходимо после включения передатчика, расположенного на расстоянии 3-4 метров от приемника, настроиться на катушку L1, контролируя сигнал KtZ. Затем уровень выходного сигнала в КтЗ должен быть снижен до уровня, при котором он будет превышать шумовой порог в 4-5 раз (рис. 5.27,

а

). Уменьшение сигнала достигается отключением антенны от передатчика, помещением его в металлический сосуд (например кастрюлю), увеличением расстояния до него и т. д. После этого осциллограф переключить на выход приемника и отыскать такое положение движка потенциометра R5, вращая его в небольших пределах вокруг ранее установленной точки, при котором выходные импульсы будут образовываться только отрицательными импульсами сигнала, а срабатывание от шумовых выбросов будет отсутствовать.
Необходимо иметь в виду, что потенциометр R5 определяет величину постоянного напряжения

UКт3

. Чрезмерный дорожный просвет

UКт3 Uпор.

Приведет к снижению чувствительности приемника, поскольку сигнал малой амплитуды не вызовет срабатывания компаратора. Малое значение зазора приведет, как показано на рис. 5.28,

Смотрите про коптеры:  Образовательный дрон COEX КЛЕВЕР 4 CODE в интернет магазине RD-ROBOT

а

, к срабатыванию компаратора от шумовых выбросов. Необходимо выбрать разумный компромисс.
В заключение отметим, что при отсутствии входного сигнала (передатчик выключен) амплитуда шумов в Кт3 возрастает и на выходе приемника появляются хаотические импульсы.

Рис. 5.28. Печатная плата5.2.7. Сверхрегенератор с внешней суперпозицией на двухзатворном транзисторе

Одним из главных преимуществ этой схемы является разделение функций, что значительно упрощает настройку приемника. Чувствительность приемника составляет 0,88-1 В при напряжении питания 9 В и отношении сигнал/шум 4.

Приемник способен работать в диапазоне 26–29 МГц при соответствующей настройке входного контура. Выход приемника аналоговый, поэтому при использовании его для приема импульсных сигналов к выходу следует подключить формирователь импульсов на базе какого-либо порогового устройства.
На транзисторе VT1 собран генератор (рис. 5.29), призванный компенсировать потери сигнала, поступающего в контур L

14

От антенны через конденсатор С

1

Малой емкости. Положительная обратная связь реализуется через элементы C2 и Drr

1

Ниже перечислены некоторые из основных особенностей системы.

Рисунок 5.29 Принципиальная схема двухзатворного транзисторного приемника

В результате крутизна транзистора на первом затворе управляется напряжением наложения, подаваемым на второй затвор транзистора, величина которого зависит от наличия или отсутствия самовозбуждения в каскаде. Оно вырабатывается автономным генератором прямоугольных импульсов, собранным по традиционной схеме из элементов DD1.1, DD1.2. Простым способом управления частотой генератора является регулировка постоянной времени цепи C

n5

.
Резисторы R

1

, R

2

Обеспечивают желаемый режим работы транзистора по постоянному току, а конденсаторы C

5

и С

8

Шунтируют их как на высокой частоте принимаемого сигнала, так и на относительно низкой частоте наложения. Конденсатор C

7

обеспечивает соединение по переменному току второго затвора с корпусом, что необходимо для нормальной работы транзистора. Это единственная деталь в схеме, которая выполняет двойную функцию.
Она, совместно с резистором R

3

Интегрирующая цепь создает треугольные импульсы из прямоугольных импульсов генератора наложения. Регулировка амплитуды этих импульсов с помощью потенциометра R

3

Период времени, в течение которого крутизна транзистора превышает критическое значение, можно регулировать. В результате можно настроить длительность высокочастотных вспышек напряжения на схеме, в результате чего можно выбрать линейный или нелинейный режим работы.

Полезно отметить, что элемент тока коллектора (или стока, в нашем примере), который изменяется с амплитудной модуляцией принимаемого сигнала, является полезной информацией. Для ее извлечения используется низкочастотная фильтрация, состоящая из резистора R

4

и конденсатора С

6

. После конденсатора C9 извлеченный сигнал поступает на U114, который складывается на экономичном операционном усилителе DA1. Манипулируя значением R

10

Уменьшая потребление тока микросхемой, можно экономить энергию. Поэтому коэффициент усиления в этом случае также уменьшится.

Детали и конструкция


Конденсаторы С

18

— керамические. С

11

Либо керамика, либо пленка с низким TKE. С

13

— любой электролитический. Остальные конденсаторы любого типа.
Транзистор VT1 лучше всего использовать типа BF964. Подойдут и отечественные КП306, КП350, КП327, немного ухудшив чувствительность. Микросхема DD1 типа K561ЛA7 или К561ЛЕ5. Операционный усилитель может быть любого типа, включенный по стандартной схеме.

Контурная катушка L1 имеет 8–9 витков провода диаметром 0,35—0,5 мм и намотана на каркасе диаметром 5–7 мм с подстроечным сердечником из карбонильного железа.
Печатная плата выполнена из одностороннего фольгированного стеклотекстолита и никаких особенностей не имеет. Ее чертеж приведен на рис. 5.30.

Рис. 5.30Печатная платаНастройка

Для настройки желательно использовать осциллограф. После проверки правильности установки и подключения питания убедитесь в наличии прямоугольных импульсов на выводе

4

Вы можете установить частоту этих импульсов с помощью резистора R5. Проверьте постоянное напряжение на контактах

36

микросхемы DA1. При исправных деталях и правильном монтаже эти напряжения должны быть равны половине напряжения питания.
Измерить постоянное напряжение на верхнем выводе резистора R1. Величина напряжения должна лежать в пределах 0,6–1,2 В. Отсутствие напряжения свидетельствует о неисправности транзистора.

Причиной этого обычно является неосторожное обращение с полевым транзистором, который следует предохранять от воздействия статического электричества. Особенно это касается транзисторов отечественного производства.
Подключить осциллограф к стоку транзистора VT1 через конденсатор емкостью 3–5 пФ.

Поворачивайте движок потенциометра R3 до появления на экране высокочастотных вспышек напряжения (полоса пропускания осциллографа должна составлять не менее 10 МГц). Если этого не удается достичь, возникает сильный колебательный контур.

В последнем случае необходимо скорректировать настройку катушки L1, перемещая ее сердечник в окрестностях среднего положения.
Подключить к антенному входу генератор стандартных сигналов, настроенный на 27,12 МГц. Глубину модуляции установить 30 %.

Уровень выходного сигнала — 50 мкВ. На экране осциллографа, подключенного к выходу приемника, должно наблюдаться гармоническое колебание частотой 1 кГц. Сердечником входной катушки настроить контур в резонанс по максимуму выходных колебаний.
Постепенно уменьшая амплитуду входного сигнала, уточнять положение движка потенциометра R3, обеспечивающее максимум выходного сигнала.

Правильно настроенный приемник при амплитуде входного сигнала 1 мкВ должен обеспечивать на выходе амплитуду полезного сигнала 0,5–1 В, превышающего средний уровень шумов не менее чем в 4 раза.
Высокочастотная часть приемника сохраняет работоспособность в интервале питающих напряжений 3,3—12 В.

Может потребоваться подстройка R3. Однако используемый операционный усилитель требует минимум 7 В. Применив низковольтный ОУ либо транзисторный УНЧ, можно обеспечить работоспособность всего приемника в указанном диапазоне питающих напряжений.
При отсутствии генератора и осциллографа приемник можно настроить по сигналам передатчика, с которым планируется работать.

Подключив к выходу приемника высокоомные наушники (лучше через конденсатор емкостью 10 мкФ), необходимо многократным уточнением положения сердечника входной катушки и движка потенциометра R3 добиться максимальной громкости прослушиваемого сигнала.
В заключение отметим, что при использовании приемника для работы с импульсными сигналами на оставшихся свободными двух элементах микросхемы DD1 удобно выполнить нормализатор импульсов.

5.2.8 Суперрегенератор с внешней суперизацией и LFO на цифровой микросхемеОсновные положения

Ниже приведен пример схемы с использованием двухзатворного полевого транзистора BF964. Она имеет коэффициент шума всего 1,2 дБ. В результате этого фактора, в сочетании с режимом наложения и использованием цифровой микросхемы в качестве усилителя низкой частоты, нам удалось получить приемник с хорошими характеристиками (табл. 5.2 и 5.3), несмотря на его базовую и относительно простую конструкцию.

Принципиальная электрическая схема

Схема приемника показана на рис. Для устранения шума в сверхрегенеративных детекторах используются малошумящие транзисторы, такие как VT1. В каскаде обратная связь обеспечивается автотрансформатором. Исходя из параметров колебательного контура L1C2, его настраивают на частоту 27,12 МГц.

Двухзатворные транзисторы упрощают реализацию режима внешней суперпозиции. Хорошо известно, что крутизна характеристики первого затвора таких транзисторов зависит от напряжения на втором затворе. Это напряжение равно нулю, в этот момент генерация отсутствует и крутизна меньше критической.

Рис. 5.31Принципиальная схема

На второй затвор схемы через потенциометр R3 подается напряжение суперпозиции 60-70 кГц от генератора, расположенного на элементах DD1.1 и DD1.2. Переменным током конденсатор С5 устанавливает связь между вторым затвором и корпусом, придавая импульсам суперпозиции треугольную форму.

Регулируя амплитуду треугольных импульсов потенциометром R3, можно плавно регулировать время, в течение которого крутизна превышает критическое значение, а значит, и длительность высокочастотных всплесков в контуре L1C2. В результате можно изменить режим работы суперрегенератора, либо на линейный, что обеспечивает максимальную чувствительность, либо на нелинейный, что позволяет оптимально реализовать АРУ.

В сверхрегенеративном детекторе основная нагрузка приходится на фильтр низких частот R6C6. В итоге полезный сигнал, имеющий амплитуду около 1-3 мВ, подается на LFO через конденсатор С9, используя два последних элемента микросхемы DD1.

Отрицательная обратная связь по постоянному току через элементы R5, R7, С10 обеспечивает работу цифровой микросхемы в линейном режиме. Элементы С12, С13, R8 устанавливают частоту среза АЧХ усилителя в окрестностях 3 кГц.
Резистор R1 служит для образования на первом затворе отрицательного (по отношению к истоку) напряжения смешения, обеспечивающего исходное значение крутизны меньше критического.

Во-вторых, этот резистор служит важной цели. Эта величина определяет начальное значение постоянной составляющей тока транзистора, тем самым определяя уровень шума в транзисторе. При использовании значений, указанных на схеме, этот ток составляет всего 80-90 *А, и в результате паразитное излучение сверхрегенератора пренебрежимо мало, так как не превышает 0,5 мВт в истоке.

Детали и конструкция

Печатная плата приемника изображена на рис. 5.32 и не имеет каких-либо особенностей. Возможно использование отечественных КП306, КП350, КП327, КП346А9, с небольшим ухудшением характеристик приемника, с предосторожностью защиты приемников от статического электричества при монтаже.

Конденсатор С3 должен быть керамическим.
Его можно заменить на пленочный при условии параллельного подключения керамического конденсатора емкостью не менее 1000 пФ. Для обеспечения стабильной частоты суперизации конденсатор С8 желательно использовать пленочного типа, например К73-17.

Потенциометр R3 — СПЗ-38б либо РП1-6ЗМг. Остальные детали могут быть любой марки. Контурная катушка намотана на каркасе диаметром 5 мм и содержит 9 витков провода диаметром 0,35—0,5 мм. Внутрь каркаса ввинчивается сердечник из карбонильного железа.
Поскольку нагрузочная способность микросхемы К561ЛЕ5 невелика, устройство, подключаемое к выходу приемника, должно иметь входное сопротивление не менее 30 кОм.

Вместо использования элементов DD1.3 или DD1.4 в качестве усилителя низкой частоты может быть использована любая конструкция с коэффициентом усиления более 1 000. Например, ОУ К140УД1208 дает хорошие характеристики при напряжении питания более 5 В. Общий ток потребления в этом случае при напряжении питания 9 В составляет менее 1,5 мА.

Рис. 5.32Печатная платаНастройка

Ползунок потенциометра R3 должен быть установлен в левое положение на схеме после проверки правильности установки приемника. Включите источник питания (4 В) и убедитесь, что постоянное напряжение через резистор находится в пределах 0,6-0,7 В. Если оно не находится в этом диапазоне, транзистор неисправен и подлежит замене. Подключите осциллограф к выводу

10

DD1.2 и проверить наличие прямоугольных импульсов частотой 60–70 кГц.
При необходимости уточнить частоту подбором величины R4. Переключить осциллограф на выход приемника. Плавно поворачивая движок потенциометра R3, добиться появления на экране низкочастотных шумов.

Подключить к антенному входу генератор стандартных сигналов, установив на его выходе колебания с частотой 27,12 МГц, амплитудой 100 мкВ и глубиной модуляции 0,9.
Вращением сердечника катушки настроить контур в резонанс по максимуму амплитуды на экране осциллографа.

Сразу же верните движок потенциометра R3 в исходное положение (колебания на выходе приемника прекратятся). Плавным вращением движка восстановите эти колебания и найдите такое положение, при котором амплитуда напряжения на выходе приемника перестанет увеличиваться.

Уменьшив входное напряжение до 1 мкВ (при необходимости уточняя настройку контура), проконтролировать правильность положения движка потенциометра.
Такая настройка соответствует нелинейному режиму сверхрегенератора. Дальнейшее увеличение с помощью R3 напряжения суперизации нецелесообразно, поскольку полезный сигнал увеличивается незначительно, шумы же возрастают существенно.

Если теперь движок потенциометра поворачивать в обратном направлении, установится линейный режим, при котором отношение «сигнал/шум» незначительно улучшается, однако амплитуда выходного сигнала падает.
Необходимо иметь в виду, что хотя интервал питающих напряжений, при котором сохраняются основные параметры приемника, указан 3–9 В, для каждого конкретного выбранного напряжения необходимо уточнять оптимальное положение движка потенциометра R3 по вышеприведенной методике.

При отсутствии ГСС можно воспользоваться передатчиком, с которым предполагается работа приемника, располагая его на таком удалении от приемника, при котором выходной сигнал еще не ограничивается.
В заключение необходимо отметить, что, как и у любого сверхрегенератора, помехоустойчивость приемника и его избирательность невелики, поскольку полоса пропускания, равная примерно двум частотам суперизации, составляет величину 120–140 кГц.

2. Регуляторы хода

7.2.1 Первая версия регулятора ходаОсновные положения

Логика работы любого типа контроллеров хода одинакова и рассмотрена на структурной схеме в

разделе 1.2.2

. Ниже будут рассматриваться только конкретные схемотехнические решения, рассчитанные на входные сигналы со стандартными параметрами, а именно:
♦ амплитуда канальных импульсов — 5 В;
♦ исходная длительность импульса — 1,5 мс;
♦ диапазон изменения длительности командного импульса — 1–2 мс.

Принципиальная электрическая схема


На рис. 7.6 приведен вариант схемы регулятора хода, реализованного в основном на транзисторах.

Рис. 7.6 Регулятор хода. Вариант № 1

Устройство предназначено для использования на моделях с низковольтным питанием (5–7 В). Выходные каскады рассчитаны на применение двигателя мощностью до 15–20 Вт.
Канальный импульс положительной полярности, информация о величине команды в котором содержится в длительности Δ

τ

Подается на один из входов временного дискриминатора, собранного на элементах DD1.3, DD1.4, и на вход инвертора DD1.2. Отрицательный импульс с контакта

4

Инвертора также подается на дискриминатор и на дифференциальную цепь C5R4. Коротким отрицательным импульсом, соответствующим переднему фронту импульса канала, активируется резервный мультивибратор, состоящий из транзистора VT1 и инвертора DD1.

в

). Это связано с высоким потенциалом на коллекторе (логический 0) и низким потенциалом на выходе инвертора DD1.1. Конденсатор C4 заряжается до напряжения

Uc

Положение ползунка потенциометра R1 определяет положение потенциометра.

Рис. 7.7. Генерация опорного импульса


Отрицательный импульс с выхода дифференцирующей цепи (рис. 7.7,

б

Передний фронт (соответствующий канальному импульсу) запирает транзистор. Когда потенциал коллектора достигает напряжения питания (рис. 7.7,

г

Как показано на рисунке (b), инвертор DD1.1 инвертирован, на его выходе установлен нулевой потенциал, а левая обкладка конденсатора C4 соединена с корпусом диодом VD1. На рисунке 1В отрицательное напряжение подается на базу транзистора, запирая его в запертом состоянии (А). 7.7,

в

).
Конденсатор С4 начинает перезаряжаться по экспоненциальному закону по цепи: плюс источника питания — подстроечный резистор R3 — конденсатор С4. Когда напряжение на нем достигнет напряжения отпирания транзистора (примерно 0,6 В), произойдет обратное опрокидывание схемы, и на коллекторе транзистора будет сформирован положительный импульс, длительность которого

τ0

Определяется как начальным напряжением на конденсаторе C4, так и постоянной времени цепи заряда C4-R3. Этот импульс и его инвертированная копия с вывода

3

DD1.1 подаются на оставшиеся входы временного дискриминатора.
Читателю будет легко самостоятельно убедиться, что импульс разностной длительности Δ

τ

Отображается на выходе

10

Дискриминатор – если длительность импульса входящего канала

τк

Короче, чем длительность режима ожидания мультивибратора

τ0

И на выходе

11

— в противном случае. Полярность разностных импульсов в обоих случаях положительна.
На транзисторах VT2, VT3 собраны удлинители импульсов с коэффициентом удлинения 40. Необходимость удлинения импульсов пояснялась в

Раздел 1.2.2.

. В качестве примера рассмотрим, как верхний канал удлиняется со временем. Короткий разностный импульс от вывода

10

Через резистор R8 заряжает конденсатор С7 до определённого напряжения

Uc

, пропорционального длительности разностного импульса, а в конечном счете — величине передаваемой команды.
По окончании разностного импульса напряжение с конденсатора прикладывается к базе транзистора VT2 отрицательной полярностью, так как левая обкладка конденсатора через резистор R8 и вывод

10

D D1.3 подключен к корпусу. Конденсатор начинает перезаряжаться, формируя на коллекторе положительный импульс, длительность которого определяется постоянной величиной – постоянной времени C7R10 и напряжением

Uc

. Процессы при этом полностью аналогичны рассмотренным для конденсатора С4. Параметры схемы выбраны таким образом, чтобы коэффициент удлинения равнялся 40.
Силовая часть схемы, обеспечивающая питание двигателя, полностью аналогична изображенной на рис. 7.3.

Детали и конструкция

Печатная плата изготавливается из одностороннего стеклотекстолита в соответствие с рис. 7.8.
Перед распайкой деталей необходимо установить две перемычки: под микросхемой DD1 и у транзистора VT9. Конденсаторы С4, С7 и С9 должны быть обязательно пленочные, например К73-17. Потенциометр R1 —типа СПЗ-386.

Рис. 7.8. Печатная платаНастройка

Настройка регулятора хода производится в следующей последовательности. Движок потенциометра R1 устанавливается в среднее положение, двигатель временно отключается. После подачи напряжения питания проверить наличие 3 В на выходе стабилизатора.
Подключить осциллограф к выводу

3

На вход схемы должны поступать импульсы длительностью 1,5 мс с периодом повторения 20 мс и амплитудой 3-5 В. Длительность импульса 1,5 мс можно установить на экране осциллографа вращением оси R1. Осциллограф следует подключить поочередно к коллекторам VT2, VT3, при этом длительность положительных импульсов должна изменяться от нуля до 20 мс при перемещении ручки управления из нейтрального положения в крайнее.

В противном случае подобрать величину конденсаторов С7, С9.
Иногда может понадобиться увеличение стабилизированного напряжения с трех до пяти вольт. Подключить двигатель и убедиться в плавности регулировки оборотов при отклонении ручки управления.

7.2.2 Второй вариант регулятора ходаПринципиальная диаграмма

Устройство рассчитано на работу с двигателями постоянного тока мощностью до 50 Вт при напряжении питания выходного каскада 7—27 В. Суммарное падение напряжения на выходных транзисторах при полной нагрузке не превышает 1,3–1,5 В.
Принципиальная схема этого варианта приведена на рис. 7.9.

Рис. 7.9. Регулировка хода. Вариант 2

Канальный импульс положительной полярности поступает на инвертор DD1.2. К его выходу подключена дифференцирующая цепь R5C4, обеспечивающая формирование короткого отрицательного импульса, соответствующего переднему фронту канального.
Этим импульсом запускается ждущий мультивибратор, собранный на базе таймера DA1. Длительность получаемых на выводе

3

положительных импульсов определяется постоянной времени цепи R1R2C1 и устанавливается равной 1,5 мс. Временной дискриминатор аналогичен рассмотренному выше с одним отличием: разностные импульсы на его выходах имеют отрицательную полярность.
Разностные сигналы с вывода

10

или

11

Затем эти импульсы поступают на удлинители импульсов, которые включают в себя интегрирующие цепи с различным временем зарядки и разрядки. Рассмотрим принцип работы остальной части схемы для случая появления разностного импульса на выводе

10

микросхемы.
В исходном состоянии конденсатор С7 заряжен до напряжения, равного половине напряжения питания (

= 2,5 В). Он подается на прямой вход компаратора DA3.1. На инверсный вход (контакт

4

Компаратор) с помощью потенциометра R14 установите немного меньшее опорное напряжение

Uоп

. В результате выход компаратора (пин

2

) потенциал примерно равен напряжению питания выходных каскадов.
Такая же величина и на базе транзистора VT1. Транзистор заперт. Высокое напряжение с вывода

2

Также подается на инверсный вход компаратора DA3.4 (вывод

8

). Поскольку опорное напряжение на прямом входе (контакт

9

) значительно меньше, на выходе компаратора устанавливается низкий потенциал, практически равный нулю.
Транзистор VT4 в результате заперт. Легко убедится, что заперты и транзисторы VT2 и VT3. Разностный импульс с вывода

10

быстро разряжает конденсатор С7 через резистор R7 на величину, пропорциональную значению команды управления. Восстановление напряжения производится через резистор R9 по гораздо более пологой экспоненте.
До тех пор, пока напряжение на конденсаторе ниже опорного, на выходе компаратора DA3.

1 присутствует отрицательный импульс, отпирающий транзистор VT1. На выходе компаратора DA3.4 импульс будет наоборот положительным, что в свою очередь приведет к отпиранию транзистора VT4. Двигатель начнет вращаться.
Потенциометром R14 выбирается порог, при котором коэффициент удлинения разностных импульсов равен сорока.

Постоянная составляющая напряжения на двигателе будет изменяться от нуля до напряжения питания при изменении разностного импульса в течение 0-0,5 мс, пропорционально влияя на скорость вращения двигателя. Выбор выходных транзисторов с низким напряжением насыщения обеспечивает общее падение напряжения на паре транзисторов не более 1,3 В при токе нагрузки 1,5 А.

Коллекторы двигателя C9 и C11 оснащены конденсаторами, предназначенными для гашения шума от двигателя. Стабилизатор напряжения 5 В в DA2 предназначен для предотвращения потери параметров импульсов резервного мультивибратора и компаратора при снижении напряжения батареи.

Детали и конструкция

Печатная плата регулятора хода показана на рисунке 1. Она состоит из одностороннего стекловолокна толщиной 1,5 мм. Расположенные горизонтально на плате электролитические конденсаторы C5 и C10 рассчитаны на рабочие напряжения 6,3 и 25 В.

Выходные транзисторы расположены вертикально. В результате выводы транзисторов расположены в шахматном порядке, чтобы они не соприкасались коллекторными пластинами. Если рабочий ток двигателя превышает 1,5 А, на транзисторы устанавливаются теплоотводы.

В этом случае конфигурация фрагмента платы, на котором установлены транзисторы, изменится. Перемычки П1—ПЗ устанавливаются со стороны расположения деталей.
Времязадающие конденсаторы С1, С6, С7 должны быть пленочного типа (например К73-17), остальные— керамические.

Микросхема таймера КР1006ВИ1 может быть заменена аналоговой импортной LM555, NE555. Импортную микросхему LM339N можно заменить квадратурным компаратором КР1401СА1. Хотя выходные транзисторы можно заменить на любые мощные транзисторы с соответствующей проводимостью, при этом возрастут потери мощности, что нежелательно, так как модель питается от батарей. Можно использовать маломощные кремниевые диоды. Регулировочные потенциометры – типа СПЗ-38 или РП-1.

Рис. 7.10Печатная плата регулятора ходаНаладка

Настройка регулятора хода сводится к установке опорной длительности импульсов ждущего мультивибратора и установке порога срабатывания компараторов, обеспечивающего коэффициент удлинения равный 40.
Временно отключают двигатель. На вход устройства подают канальные импульсы от формирователя команд собственного передатчика или прямоугольные импульсы с выхода генератора сигналов.

3

Если в цепи DA1 появляется положительный импульс, установите его длительность на 1,5 мс с помощью потенциометра R2. Длительность отрицательного дифференциального импульса на выходе временного дискриминатора (контакт

10

DD1.3) должна быть равна 0,5 мс.
Переключить осциллограф на выход компаратора (вывод

2

DA3) и потенциометром R14 установить длительность отрицательного импульса равной 19–19,5 мс.
Подключить двигатель и убедится, что его скорость вращения плавно меняется при изменении длительности входного импульса в пределах 1–2 мс от максимальной до нуля, а после смены направления движения — опять до максимальной.

Для лучшего подавления помех искрового промежутка полезно соединить клеммы двигателя с корпусом двигателя с помощью конденсаторов 0,1 мкФ, установленных непосредственно на двигателе. Также рекомендуется включить дроссели 20-50 мкГн в цепь питания двигателя.

Эта схема может быть построена, если таймер KR1006VI1 недоступен. 7.11. Печатную плату, конечно, придется переделать. На РИСУНКЕ 1 показаны микросхема DD1 и микросхема DD2. 7.9. Потенциометр R2 устанавливает необходимую длительность опорного импульса. Диод VD1 может быть КД521, КД522 и т.д.

Рис. 7.11. Вариант резервного мультивибратора7.2.3. Третий вариант регулятора ходаБазовая схема

На рис. 1 показана компактная схема регулятора хода. Здесь мультивибратор и временной дискриминатор выполнены только на одной микросхеме DD1. Удлинители импульсов реализованы на компараторах DA1.1 и DA1.2. Он имеет два инвертирующих элемента, DA1.3 и DA1.4. Выходной каскад мостовой схемы управления двигателем значительно эффективнее за счет использования полевых транзисторов.

Рис. 7.12Регулятор хода. Вариант № 3

Транзисторы VT1-VT4 могут быть расположены в виде нескольких комплементарных пар, в зависимости от доступной мощности и напряжения привода. Печатная плата изображена на рис. Для выходного каскада используются транзисторные сборки IRF7105, упомянутые выше.

Рис. 7.13. Печатная плата

На плате транзисторные сборки обозначены как DA3 и DA4 и установлены со стороны печатных проводников благодаря возможности поверхностного монтажа в корпусах. Для C2, C4 и C5 следует использовать пленку. Резистор R10 – типа СПЗ-19 или аналогичный по размерам прямоугольный резистор зарубежного производства. Стабилизатор DA2 – малогабаритный 1170ЕН5 или аналог, привезенный из Европы.

Настройка

Во время настройки, после проверки правильности установки, подайте питание на карту и убедитесь, что на выходе DA2 регулятора напряжения присутствует 5 В. Двигатель должен быть выключен. Затем подайте на вход регулятора прямоугольные импульсы с амплитудой 4-5 В, длительностью 2 мс и периодом повторения 20 мс. После подключения осциллографа к клемме

3

Чтобы установить период времени наблюдаемого положительного импульса в 1,5 мс, выполните D1. Регулируя величину резистора R1, временно подключите вместо него последовательно резистор 33 кОм и потенциометр 100 кОм. Затем на выводе

11

контролируется наличие разностного положительного импульса длительностью 0,5 мс.
Переключив осциллограф на вывод 2 DA1, настраивают порог срабатывания компаратора удлинителя импульсов. Движок потенциометра R10 устанавливается в верхнее (по схеме) положение и затем медленно вращается до появления на экране осциллографа отрицательных импульсов.

Если отрицательные импульсы продолжают оставаться длительностью примерно 19 мс, регулировка завершена. они практически сольются. Убедитесь, что направление вращения двигателя соответствует направлению вращения при подключении двигателя.

В противном случае выводы двигателя необходимо поменять местами.
При отсутствии полевых транзисторов, силовую часть и удлинители импульсов можно выполнить на биполярных транзисторах, по схеме, приведенной на рис. 7.6. Стыковка производится по выводам

1011

В этом случае устанавливается новый совет.

7.2.4 Четвертая версия регулятора ходаПринципиальная диаграмма

В разделе 7.1 мы уже упоминали о специализированных микросхемах (драйверах) для управления двигателями постоянного тока. Они также могут успешно использоваться в контроллерах драйверов. На рисунке 7.14 показан вариант этой схемы. Вариант этой схемы показан в разделе 7.14. Резервный мультивибратор и временной дискриминатор здесь не отличаются от используемых в варианте 2 (рис. 7.9). Удлинение импульса реализовано в двойном операционном усилителе DA2.

Рис. 7.14. Регулировка хода. Вариант № 4

Управление двигателем осуществляется контроллером VA6209, что позволяет использовать двигатели с потребляемым током до 1,6 6А и напряжением питания 12В. Контакты X4 и X5 используются для подключения двигателя, X2 и X3 – для подключения источника питания, а X1 – для подачи канального импульса с выхода приемника.

Детали и конструкция

Конденсаторы регулятора хода С1, С5 и С7 нужно изготовить из пленки (К73-17). Микросхему DA2 можно заменить на К157УД2, а микросхему DA4 на VA6219 (8-18 В; 2,2 А), VA6222 (5-15 В; 2,2 А), VA6229 (8-23 В; 1,2 А) и TA7291R (18 В; 1,2 А) без изменения печатной платы. Напряжение питания

Uп

Выбирается в зависимости от применяемой микросхемы и используемого двигателя. На рис. показан чертеж печатной платы регулятора хода. 7.15.

Рис. 7.15. Печатная платаНастройка

Настройка мультивибратора в режиме ожидания аналогична настройке в разделе

разделе 7.2.2

А импульсный расширитель аналогичен предыдущей версии. Необходимо учитывать, что падение напряжения на внутренних транзисторах микросхем во время работы двигателя может составлять 1,5-2 В. При необходимости резервный мультивибратор может быть реализован по схеме, показанной на рисунке 7.11.

7.2.5 Пятый вариант диаграммы контроля ходаПринцип

Устройство растяжения импульсов в предыдущей схеме может быть сделано с использованием транзисторов. Поскольку он требует положительных дифференциальных импульсов на входе, схема временного дискриминатора также должна быть изменена. Эта версия временного дискриминатора показана на рис. 7.16.

Рис. 7.16 Регулятор угла продольного наклона. Вариант 5 Детали и конструкция

Поскольку схема составлена из деталей, которые ранее входили в состав контроллеров хода, процедура настройки контроллера и выбор деталей могут быть заимствованы из соответствующих предыдущих версий. На рисунке 1 показана печатная плата. Перед установкой DD1 припаивается перемычка P1.

Рисунок 7.17: Печатная плата7.2.6. Шестой вариант регулятора угла продольного наклонаОсновная схема

Регулятор хода можно существенно упростить, используя схему, приведенную на рис. 7.18.
Ждущий мультивибратор и схема формирования разностных импульсов выполнены на элементах DD1.1—DD1.4. Далее следуют удлинители импульсов на транзисторах VT1, VT2 и специализированная микросхема управления двигателями DA2.

Рис. 7.18 Регулятор хода. Вариант № 6Детали и конструкция

На рисунке 1 показана печатная плата регулятора хода. 7.19. Между контактами

1011

микросхемы DD1 и корпусом при необходимости можно включить конденсаторы емкостью 0,01 мкФ, место на плате для них предусмотрены.
Необходимость в этих конденсаторах может возникнуть при использовании мощного (сильно искрящего) двигателя. Для этой же цели предусмотрена установка конденсаторов емкостью по 0,1 мкФ между выводами

210

DA2 и корпусом. Микросхема ТА7291Р рассчитана на подключение двигателей с максимальным током, не превышающим 1,2 А.
Конденсаторы C1, С3 и С4 являются времязадающими и должны быть обязательно пленочными (например К73-17). Длительность импульсов ждущего мультивибратора, равная 1,5 мс, определяется величиной резистора R1 и устанавливается его подбором.

Рис. 7.19. Печатная плата7.2.7. Седьмая версия контроллера шагаОсновная схема

Цифровые расширители обеспечивают наилучшее соотношение между входными и выходными импульсами. На рисунке 1 изображен вариант экстендера регулятора хода. В отличие от предыдущих вариантов, ждущий мультивибратор, временной дискриминатор и расширитель импульсов имеют важные отличия. Рассмотрим подробнее, как они работают.

Рис. 7.20: Контроллер перемещения с цифровым расширителем

В исходном состоянии прямой выход триггера DD1.1 (вывод

1

) – уровень логического нуля. Это достигается путем заземления асинхронного входа “S1” (контакт

7

). В результате конденсатор C1 практически разряжается до нуля, через открытый диод VD1. На синхронном входе “J1” (контакт

6

) подается высокий потенциал, который в соответствии с логикой триггера вызывает его опрокидывание по переднему фронту положительного импульса канала

τк

.
На выходе триггера устанавливается высокий логический уровень, диод VD1 запирается, начинается заряд конденсатора С1 через большое сопротивление резисторов R1 и R2. Напряжение на асинхронном входе «R1» (вывод

4

) нарастает. При достижении этим напряжением уровня логической единицы происходит обратное опрокидывание триггера.
Конденсатор быстро разряжается через открывающийся диод VD1. Таким образом, на выходе формируется положительный импульс, длительность которого

τоп

Можно регулировать с помощью потенциометра R2. DD2 реализует временной дискриминатор. Легко понять, что если

τк

>

τоп

Тогда разница импульсов Δ

τ

Положительная полярность формируется на выводе

10

Этого чипа, и если его нет на

4

. Эти выходы подключены к асинхронным входам второго триггера микросхемы DD1.
В первом случае высокий потенциал появится на выводе

15

V D2 действует как триггер, блокируя и отпирая цепь базы транзистора VT4. При наличии положительных импульсов на выводе

7

микросхемы DD4 (их происхождение выясним позже) транзистор будет открываться сам и отпирать выходные ключи VT2, VT6, обеспечивая вращение двигателя.
Во втором случае полностью аналогично будет обеспечено вращение двигателя в противоположную сторону.

7

DD4).
Теперь собственно об удлинителе. Разностные импульсы, при любом соотношении

τк

И появляются на одном и том же выходе временного дискриминатора (выход

11

D D3.4). Они имеют отрицательную полярность. Инвертированные вторым элементом микросхемы DD3, эти импульсы (пропорциональные значению передаваемой команды), поступающие на вывод

6

DD3.3, разрешают работу тактового генератора, собранного на этом элементе.
Период тактовых импульсов (Т1) с помощью потенциометра R8 выбирается таким образом, чтобы при максимальной величине команды (Δ

τ

= 0,5 мс), на выходе генератора сформировалось ровно 15 импульсов (рис. 7.21,

а, б

). Элемент DD3.4 инвертирует их полярность, чтобы сделать их совместимыми с реверсивным счетчиком DD4.

Рис. 7.21: Схемы, объясняющие работу цифрового удлинителя


Через развязывающий диод VD5 положительные импульсы поступают на счетный вход микросхемы (вывод

15

). В течение времени Δ

τ

На коммутационном входе микросхемы (контакт

10

) имеется высокий потенциал на выходе

3

DD3.2, что обеспечивает счет на увеличение. Счет ведется по переднему фронту тактовых импульсов.
В первый же момент, в соответствии с логикой работы счетчика, на выходе переноса (вывод

7

( рис. ) показывает высокий уровень, который сохраняется до тех пор, пока содержимое счетчика не станет нулевым (рис. 7.21,

в

). Во время этого импульса транзисторы генерируют выходной сигнал. Длительность этого импульса пропорциональна длительности разностного импульса Δ

τ

.
Выходной импульс, помимо прочего, подается на вывод

12

Он встроен в элемент DD3.1 и обеспечивает его функционирование. Период этих импульсов (T

2

) устанавливается потенциометром R5 согласно уравнению

Т2

= 40∙

T1

(рис. 7.21,

г

). Положительные импульсы, поступающие с выхода дифференцирующей цепи, соотносятся с положительными перепадами (рис. 7.21,

д

), подаются на счетный вход счетчика.
К моменту прихода первого из них высокий потенциал на переключающем входе (вывод

10

) уже отсутствует, и счетчик работает на основе вычитания. Этот процесс продолжается до тех пор, пока состояние счетчика не упадет до нуля. В этот момент положительный импульс на переключателе

7

счетчика, и работа второго тактового генератора прекращается.
Из графиков видно, что длительность выходного импульса будет составлять величину, в сорок раз большую длительности Δ

τ

. Хотя длительность будет изменяться дискретно, шаг дискретизации настолько мал, что на плавности регулировки скорости вращения двигателя практически не сказывается.
При изменении Δ

τ

в пределах 0–0,5 мс, количество импульсов, генерируемых обоими тактовыми генераторами, будет пропорционально изменяться в пределах 0—15 с сохранением коэффициента удлинения выходного импульса (в нашем случае — 40).
Схема выходного ключевого усилителя никаких особенностей не имеет.

Подробные сведения и проект

На рисунке 1 показана печатная плата. 7.22 и не требует комментариев. Перед монтажом деталей необходимо припаять перемычки P1-P6. Конденсаторы C10 и SI устанавливаются непосредственно на двигатель. Как и в предыдущих версиях, требования к деталям остаются прежними. Следует помнить, что времязарядные конденсаторы C1, C4 и C7 должны быть пленочными.

Рис. 7.22. Печатная платаНастройка

Резервный мультивибратор настраивается в соответствии с вышеописанной процедурой на эталонную длительность

τоп

= 1,5 мс. Далее, обеспечив разность Δ

τ

= 0.5 мс, с помощью потенциометра R8 необходимо добиться, чтобы на выводе

10

DD3.4 был выпущен

15

Импульсов. Такое же количество импульсов, но гораздо большей длительности, задается на выводе

 11

D D3.1 с помощью потенциометра R5. Если детали находятся в хорошем состоянии и правильно установлены, остальную часть цепи проверять не нужно. Настройка двигателей производится при выключенном двигателе.

7.2.8 Восьмая версия контроля хода

Несмотря на несомненные преимущества мостовых схем управления двигателями, при любом направлении вращения двигателя они создают падение напряжения порядка 0,5-2,5 В на коллекторном переходе двух транзисторов, что снижает эффективность работы устройства.

Использование релейных реверсивных путевых контроллеров позволяет успешно экономить энергию бортовых электросетей. При этом используется один ключевой транзистор, что значительно снижает потери. Например, транзистор KT863A имеет насыщенное сопротивление коллекторного перехода около 0,06 Ом.

Несмотря на ток нагрузки 2 А, он будет иметь падение всего 0,12 В и рассеивать не более 240 мВт. Полевой транзистор с изолированным затвором – лучший выбор. Рисунок. Аналоговый удлинитель импульсов и реверсивное реле показаны на рисунке 7.23.

Рис. 7.23. Принципиальная схема регулятора хода с реверсированием реле

Работа мультивибратора в режиме ожидания осуществляется по первому триггеру DD1. Длительность опорных импульсов определяется постоянной времени R2C2. Временной дискриминатор DD2 обеспечивает формирование импульсов с отрицательной разностью полюсов на контакте

4

DD2.4 при любом соотношении длительностей опорного импульса и принятого канального. Разностные импульсы поступают на удлинитель, собранный на компараторе DA1. Потенциометром R8 устанавливается требуемый коэффициент удлинения.
Если длительность канального импульса превышает длительность опорного (движение модели вперед), то разностные положительные импульсы формируются на выводе

10

DD2, а на выводе

11

Присутствует нулевой потенциал. RS-триггер DD1.2 установлен в 1, его инверсный выход (вывод

14

) — нулевое напряжение, и транзисторный ключ VT1 закрыт. Реле К1 обесточено, и его нормальнозамкнутые контакты коммутируют обмотку двигателя для вращения вперед. Если есть импульсы с выхода удлинителя, двигатель вращается.
При обратной ситуации с длительностями импульсов, что соответствует движению назад, положительные разностные импульсы появятся на выводе

11

D D2, а RS-триггер будет установлен на ноль. При единичном уровне инверсного выхода транзистор VT1 будет открыт, сработает реле, переключая выходы двигателя в противоположном направлении. При такой логике работы, поскольку модель движется в обратном направлении в течение относительно более коротких периодов времени, чем в прямом направлении, энергия, расходуемая на поддержание реле в сработанном состоянии, сводится к минимуму. Эта схема может быть реализована путем создания каскада реле в соответствии с РИС. 7.1,

б.


Напряжение питания

Uп

Можно выбрать в диапазоне 7-27 В, в зависимости от используемого двигателя. Выберите реле K1 для напряжения и тока выбранной нагрузки. Если верхний вывод этого реле переключить на левый вывод регулятора напряжения DA2, то можно установить реле с напряжением срабатывания 3-5 В при любых значениях

Uп

. Подойдет, например реле РЭС9 с паспортом РС4.524.214П2. Коммутируемый контактами ток не должен превышать 3 А. Еще удобнее использовать импортные реле серии BT-S.
Они достаточно малогабаритны, и их надежность измеряется сотнями тысяч срабатываний.

Приложение 1 (только на английском языке)

.
Вместо транзисторов VT2, VT3 можно установить один составной типа КТ829 при токе через двигатель не более 8 А, однако у него сопротивление насыщения практически в десять раз больше, чем у рекомендованного в схеме.

Детали и проектирование


Печатная плата изображена на рис. 7.24.
Для реле на плате зарезервировано только место, поскольку конкретный тип его будет зависеть от выбора напряжения питания и ходового двигателя.

Рис. 7.24. Печатная платаНастройка

Настройка сводится к установке длительности опорных импульсов и требуемого коэффициента удлинения. После проверки правильности монтажа к плате подключается питание, и контролируются наличие и величина стабилизированного напряжения на выходе DA2.
На место резистора R2 временно впаивается с помощью коротких проводников последовательно соединенные резистор номиналом 33 кОм и любого типа потенциометр — 100–150 кОм.

1

DD1, потенциометром устанавливается длительность положительных импульсов, равная 1,5 мс. Отключив временную цепочку от схемы, измеряют ее сопротивление, и на плату устанавливается ближайший по номиналу постоянный резистор.
Отрицательный разностный импульс на выводе

4

DD2 будет иметь длительность 0,5 мс. Переключение осциллографа на вывод

7

компаратора DA1, потенциометром R8 устанавливают длительность наблюдаемых положительных импульсов равной 18–19 мс.
Если при переходе ручки управления через нейтральное положение наблюдается задержка в смене направления вращения двигателя, необходимо подобрать емкость конденсатора С5 в сторону уменьшения.

7.2.9 Девятый вариант диаграммы контроля ходаПринцип

Рис. 7.25 Показан регулятор хода с реверсированием реле и цифровым расширителем разностных импульсов. Силовая часть полностью аналогична предыдущему варианту, расширитель импульсов такой же, как в варианте 7, только на его входе нет инвертора, так как разностные импульсы на выводе

3

DD2 уже положительно поляризован.

Рис. 7.25 Регулятор хода. Вариант № 9Детали и конструкция

На микросхеме DD1 и элементах DD2.1 и DD2.2 реализованы мультивибратор и временной дискриминатор. DD2.3 и DD2.4 – это элементы, в которых RS-триггер управляет электромеханическим реле. На рис. 2 показана печатная плата. На плате установлены две перемычки – P1 и P2.

Рис. 7.26. Печатная платаНастройка

Настройка традиционная. Временно припаяв цепи R4, R5, длительность опорного импульса устанавливается равной 1,5 мс. На рисунке 4 эквивалентное постоянное сопротивление (R4. 7.26) припаивается к плате. Методом установки частоты, описанным в разделе 7.2, определяется частота генераторов DD3.1 и DD3.2.

7.2.10. Десятая версия Хартии принципов борьбы с инсультом.

Компактный регулятор хода можно собрать по схеме, представленной на рис. 7.27. Подробное описание находится в [18].
Элементы DD1.1 и DD2.1 здесь образуют ждущий мультивибратор и временной различитель, a DD1.2 — устройство определения направления вращения двигателя. При условии, что длительность канального импульса больше опорного, высокий потенциал формируется на вывод

13

D D1, в противном случае к выводу.

12

.
Разностные импульсы с вывода

3

Импульсы DD2 поступают на расширитель, реализованный на элементах VD1, R4, R5, R6, R7 и DD2.2. Через буферные элементы DD2.3 и DD2.4 расширенные импульсы управляют электронным переключателем VT2. Длительность опорного импульса устанавливается потенциометром R1, а коэффициент расширения – потенциометром R7.

Как сделать приемник и передатчик для радиоуправления моделями с одновременной подачей двух командРис. 7.27Регулятор хода. Вариант № 10Детали и конструкция

Печатная плата этой версии показана на рис. Для маломощных реле мы можем обойтись без диода VD2.

Рис. 7.28. Печатная плата

Оцените статью
Радиокоптер.ру
Добавить комментарий

Adblock
detector